一种高精度开合式电流互感器及其数据采样方法与流程

1.本发明涉及电流互感器技术领域，具体涉及一种高精度开合式电流互感器及其数据采样方法。


背景技术：

2.在整个电力生产、输送、使用过程中，电力系统电气参数的测量为整个电力系统的可靠运行提供了必要的数据支撑，电压、电流、功率等电气参数无疑是整个整个电力系统的最重要的电气参数，直接影响着电力生产和人民的生产生活。在诸多电气参量测量过程中，同步采样尤为重要，采样的同步误差将会直接影响测量的结果，而采样同步信号的守时决定了整个采样系统在同步信号中断情况下的测量准确性。目前采样信号的同步与守时大多直接利用外部输入的同步信号，未能有效地解决同步信号短时中断对整个采样系统造成的影响。
3.作为电力系统最重要的电气参数之一的电流，通常采用电流互感器测量获得，电流互感器是电力系统电流测量的重要设备，在使用时，电流互感器的一次侧接一次设备，二次侧接测量仪表或继电保护等二次设备，电流互感器将一次设备大电流按比例转换成小电流供给测量仪表或保护装置等二次设备使用。
4.目前使用的电流互感器从安装方式上划分为穿心式和开合式两种，穿心式电流互感器的优点是测量精度高，缺点是安装过程中需要断开被测的一次电力线路，将被测一次线路穿过电流互感器，但是这项工作需要停电才能完成，费时费力，在给人民生产生活带来不便的同时，也会给电力企业带来经济损失，电力供电线路中还有一部分线路需要不间断的供电(比如医院)。解决以上问题最佳的方案是使用开合式电流互感器测量线路的电流，使用开合式电流互感器可以克服穿心电流互感器的缺点，但是由于开合式电流互感器的互感磁芯有两片可合拢的磁芯组成，两片磁芯使用中切面之间微小的气隙都会增加磁芯的磁阻，即减低了磁芯的磁导率，增大电流互感器的误差。此外，由于每次使用都需要对电流互感器进行开合，每次开合后磁芯切面之间的气隙不恒定，导致测量的误差也不稳定，直接影响开合式电流互感器的测量精度，同时也无法衡量测量结果的可信度。
5.目前，电流互感器的二次输出形式多为模拟量输出，存在以下几点弊端：1)二次输出信号容易受到外界电磁场的干扰，影响开合式电流互感器的测量准确度；2)二次输出回路线路过长时回路上的压降不可忽略，对开合式电流互感器测量准确度有较大的影响；同时由于二次线路分布电容的存在，对开合式电流互感器的角差有较大的影响；3)二次信号输出回路带载能力有限，随着接入二次设备的增加，信号会进一步失真，对测量准确度会造成较大的影响。
6.如何提高开合式电流互感器的测量精度，成为本行业亟待解决的问题。


技术实现要素：

7.本发明提出了一种高精度开合式电流互感器及其数据采样方法，其目的是：从硬
件结构和软件分析方法上对现有的开合式电流互感器进行改进，多方面、多角度提高其数据采样精度。
8.本发明技术方案如下：
9.一种高精度开合式电流互感器，包括壳体、磁芯和主控模块，所述壳体包括上壳体和下壳体，所述磁芯包括分别安装于所述上壳体和下壳体内部的上磁芯和下磁芯，所述上壳体与下壳体的两端分别设有相互配合的开合口，上壳体与下壳体通过所述开合口实现互感器开合，所述上磁芯及下磁芯上下合拢构成闭合磁回路。所述电流互感器还包括误差在线监测模块，所述误差在线监测模块与所述磁芯相接触，所述误差在线监测模块包括测量绕组、测量信号采样电阻、校准绕组、校准信号采样电阻和校准信号发生器，所述校准绕组的两端与所述校准信号采样电阻并联，所述测量绕组的两端与所述测量信号采样电阻并联，所述测量绕组与校准绕组的匝数相等；所述校准信号发生器通过校准信号采样电阻与所述校准绕组相连接，所述主控模块分别与测量信号采样电阻、校准信号采样电阻及校准信号发生器相连接，用于控制校准信号发生器工作、采集测量信号采样电阻及校准信号采样电阻上的电压信号并进行数据处理及误差运算。
10.所述电流互感器还包括与所述主控模块相连接的同步守时及角差修正模块，所述同步守时及角差修正模块与所述主控模块相配合，用于检测外部输入的同步基波信号、生成同步采样信号并对互感器的采样数据进行角差修正。
11.进一步地，所述电流互感器还包括二次输出转换模块，所述测量绕组通过所述二次输出转换模块与所述主控模块相连接，所述二次输出转换模块用于将电流互感器的模拟量二次输出信号转换为数字信号。
12.进一步地，所述测量绕组和校准绕组对称分布于下磁芯的两侧，所述上壳体及下壳体的半圆环形外侧沿环绕有紧固卡箍，所述上壳体与下壳体的一端的开合口的外侧面设有紧固螺钉及开合检测装置，所述紧固螺钉与所述紧固卡箍相配合用于固定上下壳体，所述开合检测装置用于检测开合口的开合状态。
13.进一步地，所述电流互感器还包括绕组支架，所述绕组支架包括上绕组支架和下绕组支架，所述上绕组支架和下绕组支架分别固定安装于所述上壳体和下壳体内部，所述上磁芯和下磁芯分别穿过所述上绕组支架和下绕组支架，所述校准绕组缠绕于所述上绕组支架，所述测量绕组缠绕于所述下绕组支架。所述上壳体和下壳体两端的开合口外侧面设置有用于紧固所述上壳体和下壳体的螺栓和螺栓座。
14.一种基于所述高精度开合式电流互感器实现的数据采样方法，包括如下步骤：
15.s1、生成同步采样信号；
16.s2、检测互感器是否有开合，有则进入s3，否则跳转至步骤s6；
17.s3、通过所述校准信号发生器和校准绕组向互感器输入注入波信号，同步采集测量信号采样电阻及校准信号采样电阻上的电压信号；
18.s4、获得互感器的角差r
tmp
、比差a
tmp
；
19.s5、对采样数据进行角差、比差修正；
20.s6、输出高精度的采样数据。
21.进一步地，步骤s1所述生成同步采样信号的方法为：
22.s1
‑
1、检测外部输入的同步基波信号是否正常，正常则同步执行步骤s1
‑2‑
1和步
骤s1
‑2‑
2，否则转至步骤s1
‑
3；
23.s1
‑2‑
1、测量同步基波信号，计算系统时钟误差δ
t
，置位守时标志tkeep_flag，并返回步骤s1
‑
1；
24.s1
‑2‑
2、捕获同步基波信号上升沿，根据同步基波信号上升沿同步产生频率为fsync、周期为tsync的同步采样基波信号，并转至步骤s6，其中tsync＝t，fsync＝1/tsync，t为同步基波信号的周期；
25.s1
‑
3、判断守时标志tkeep_flag是否置位，若守时标志tkeep_flag已经置位则执行步骤s1
‑
4，否则执行步骤s1
‑
5；
26.s1
‑
4、根据系统时钟误差δ
t
生成同步采样基波信号，转至步骤s1
‑
6；
27.s1
‑
5、按照默认计数器值cnt生成同步采样基波信号，转至步骤s1
‑
6；
28.s1
‑
6、利用s1
‑2‑
2、s1
‑
4或s1
‑
5生成的同步采样基波信号，在每个上升沿时刻触发生成频率为fs的同步采样信号，其中fs＝k
×
fsync，k为整数。
29.进一步地，步骤s1
‑2‑
1所述测量同步基波信号的方法为：以固定频率fh检测主控芯片的同步输入管脚，管脚电平发生变化时利用管脚上升沿计数器tmr_h和管脚下降沿计数器tmr_l进行计数，并将计数器内的计数值存入对应的寄存器cnt_h和cnt_l。
30.进一步地，步骤s1
‑
4所述根据系统时钟误差δ
t
生成同步采样基波信号的方法具体包括：
31.首先根据如下公式计算系统时钟误差δ
t
：
[0032][0033]
然后利用如下公式获得周期为t所需的计数器值cnt：
[0034]
cnt＝t
×
fsys
×
(1
‑
δ
t
)
[0035]
其中t为同步基波信号的周期，fsys为系统时钟频率，δ
t
为系统时钟误差；使用计数器，按照cnt/2正、cnt/2负生成频率为fsync的同步采样基波信号。
[0036]
进一步地，步骤s4所述获得互感器的角差、比差的方法为：
[0037]
s4
‑
1、对采样信号进行滤波处理；
[0038]
s4
‑
2、对经滤波处理后的n
fft
个稳定后的信号点进行快速傅里叶变换，将二次输出侧信号变换结果及注入信号侧信号变换结果分别放入数组fft
m
、fft
a
中；
[0039]
s4
‑
3、按下式计算傅里叶变换结果的分辨率dpi，以及二次输出侧信号及注入信号侧信号在傅里叶变换结果数组中的索引index：
[0040][0041]
其中，s为同步采样率，n
fft
为快速傅里叶变换使用的采样点数，f
i
为注入波信号频率；
[0042]
s4
‑
4、由index分别从fft
m
、fft
a
中提取出二次输出侧信号及注入信号侧信号的傅里叶变换结果，为a bi的复数形式，按下式对二次输出侧信号及注入信号侧信号的相角phase、幅值amp进行计算：
[0043][0044]
计算得出二次输出侧信号的相角phase
m
、注入信号侧信号的相角phase
a
、二次输出侧信号的幅值amp
m
和注入信号侧信号的幅值amp
a
；
[0045]
s4
‑
5、按下式计算出二次输出侧信号与注入信号侧信号的角差r
tmp
和比差a
tmp
：
[0046][0047]
进一步地，步骤s5所述对采样数据进行角差修正的方法为：以步骤s1生成的同步采样信号为采样基准，结合步骤s4获得的互感器角差，提前或延迟数据采样，实现角差修正；提前或延迟的时间为r
tmp
×
t0/360/60，其中t0为一次测量信号的周期。
[0048]
相对于现有技术，本发明具有以下有益效果：
[0049]
(1)在开合式电流互感器上引入误差在线监测模块，通过校准绕组向互感器输入注入波信号，并通过校准绕组及测量绕组进行双通道同步采样，实现了在互感器带电运行时完成互感器多次开合后偏差的测量；在信号同步采样过程中运用过采样方式进行降噪处理、注入波提取过程中采用具有线性相位特性的有限长单位冲激响应滤波器、注入波分析过程中运用傅里叶变换获取角差比差、偏差获取过程中采用多轮分析取均值方式，提高了偏差监测的精度，为二次设备的偏差校准提供了可信的修正系数；
[0050]
(2)系统启动后，对外部输入的同步基波信号进行跟踪校准，生成同步采样信号，在输入的同步基波信号短时中断的情况下仍然能够准确地守时输出同步采样信号，待输入信号恢复后输出信号自动与输入信号同步，有效解决了外部输入同步信号中断带来的采样不同步问题，提高了开合式电流互感器的同步采样精度；
[0051]
(3)根据误差在线监测模块获得的比差和一次电流的大小，对测量值进行实时动态修正，缩小了开合互感器的比差，提高了测量准确度；以主控模块生成的同步采样信号为采样基准，结合误差在线监测模块获得的互感器角差，提前或延迟数据采样，实现了角差修正，进一步提高了开合式电流互感器的同步采样精度；
[0052]
(4)二次信号传输直接采用数字量输出，极大地提高了开合式电流互感器二次输出抗干扰能力及传输距离，有效消除了二次输出回路压降对测量准确度的影响；鉴于数字信号的共用性，采用数字量传输可以将数字量分发给不同种类、不同功能、不同规格的设备，提高了信号的共享能力，大大提高了二次设备的集成性；
[0053]
(5)结构设计上，采用紧固卡箍与螺钉或者螺栓与螺栓座配合使用，加强了外壳安装的稳定性；使用绕组支架加强了磁芯安装的稳固性，且利于绕组的均匀分布；引入的误差在线监测模块与电流互感器一体化设计，安装方便。
附图说明
[0054]
图1为本发明的实施例一结构示意图；
[0055]
图2为二次输出转换模块的结构示意图；
[0056]
图3为本发明的实施例二结构示意图；
[0057]
图4为绕组支架的结构示意图；
[0058]
图5为本发明的整体流程图；
[0059]
图6为生成同步采样信号的流程图；
[0060]
图7为获取角差比差的流程图；
[0061]
图8为各标准角差下的角差监测结果示意图；
[0062]
图9为各标准比差下的比差监测结果示意图；
[0063]
图10为本发明与现有技术的比差指标对比示意图；
[0064]
图11为本发明的比差指标示意图；
[0065]
图12为单片机与cpld连接图；
[0066]
图13为角差修正的流程图；
[0067]
图14为同步采样信号修正波形图。
具体实施方式
[0068]
下面结合附图详细说明本发明的技术方案：
[0069]
实施例一：如图1，一种高精度开合式电流互感器，包括壳体、磁芯和主控模块8，所述壳体包括上壳体1和下壳体7，所述磁芯包括分别安装于所述上壳体1和下壳体7内部的上磁芯2和下磁芯6，所述上壳体1与下壳体7的两端分别设有相互配合的开合口3，上壳体1与下壳体7通过所述开合口3实现互感器开合，所述上磁芯2及下磁芯6上下合拢构成闭合磁回路。
[0070]
所述上壳体1与下壳体7的一端的开合口3的外侧面设有开合检测装置4，所述开合检测装置4内部有一只光敏管，利用光敏管对光的敏感性检测开合互感器的状态。
[0071]
所述上壳体1及下壳体7内部填充有密封介质14，所述密封介质14为环氧树脂。
[0072]
所述上磁芯2和下磁芯6闭合后构成圆环，所述上壳体1为半圆环形状，所述下壳体7的上半部分为与所述上壳体1相匹配的半圆环形状，下半部分为长方体形状。
[0073]
所述上壳体1及下壳体7的半圆环形外侧沿环绕有紧固卡箍15，所述紧固卡箍15的连接处通过紧固螺钉5固定。
[0074]
所述开合式电流互感器还包括误差在线监测模块，所述误差在线监测模块与所述磁芯相接触，所述误差在线监测模块包括测量绕组9
‑
1、测量信号采样电阻9
‑
2、校准绕组9
‑
5、校准信号采样电阻9
‑
4和校准信号发生器9
‑
3，所述校准绕组9
‑
5的两端与所述校准信号采样电阻9
‑
4并联，所述测量绕组9
‑
1的两端与所述测量信号采样电阻9
‑
2并联，所述校准信号发生器9
‑
3通过校准信号采样电阻9
‑
4与所述校准绕组9
‑
5相连接，所述主控模块8分别与测量信号采样电阻9
‑
2、校准信号采样电阻9
‑
4及校准信号发生器9
‑
3相连接，用于控制校准信号发生器9
‑
3工作、采集测量信号采样电阻9
‑
2及校准信号采样电阻9
‑
4上的电压信号并进行数据处理及误差运算。所述测量绕组9
‑
1与校准绕组9
‑
5匝数相等，相对于被测电流的比差、角差相等。
[0075]
所述电流互感器还包括与所述主控模块8相连接的同步守时及角差修正模块，所述同步守时及角差修正模块与所述主控模块8相配合，用于检测外部输入的同步基波信号、生成同步采样信号并对互感器的采样数据进行角差修正。本实施例中，主控模块8以stm32
系列单片机为主控芯片，同步守时及角差修正模块以epm570系列cpld为时序逻辑控制芯片。其中stm32工作频率为168mhz，epm570工作主频为50mhz。
[0076]
所述测量绕组9
‑
1和校准绕组9
‑
5均缠绕于所述下磁芯6，测量绕组9
‑
1和校准绕组9
‑
5对称分布于下磁芯6的两侧。
[0077]
所述电流互感器还包括二次输出转换模块10，所述测量信号采样电阻9
‑
2通过所述二次输出转换模块10与主控模块8相连接，所述二次输出转换模块10用于将电流互感器的模拟量二次输出信号转换为数字信号。
[0078]
如图2，所述二次输出转换模块10包括a/d转换芯片10
‑
2，所述测量信号采样电阻9
‑
2和a/d转换芯片10
‑
2之间设有低通滤波器10
‑
1，所述低通滤波器10
‑
1用于二次输出信号的滤波，所述a/d转换芯片10
‑
2与所述主控模块8相连接。本实例中以ad7606为ad采样芯片，测量信号采样电阻9
‑
2使用100ω、0.1％精度的高精度、高温稳定性、低温漂模压密封电阻，低通滤波器10
‑
1由两只270ω和一只100pf的电容组成，a/d转换芯片10
‑
2的型号为ad7606。100ω的采样电阻与测量绕组9
‑
1相连接，获得的电压信号经过低通滤波器10
‑
1输出到ad7606的采样管脚上，ad7606的cov管脚、spi1管脚与所述主控模块8相连接。
[0079]
所述主控模块8用于控制所述二次输出转换模块10的信号采样频率，从二次输出转换模块10获得转换后的数字信号后，按照特定的规则编码数字信号。本实施例中，主控模块8的主芯片型号为stm32f405，stm32f405输出4khz的转换信号给ad7606的cov管脚，即采样频率为4khz，ad7606的busy输出与stm32f405外部中断管脚p0连接，ad7606一次转换完成后在busy管脚产生中断信号，stm32f405获得中断信号后立即通过spi1接口读取ad7606的采样数据。完成数据读取后stm32f405对数据进行合理评判，评判合格后，将数据编码为iec61850
‑9‑
2协议规定的格式，符合iec61850
‑9‑
2协议的数据通过stm32f405的spi2接口传送给所述通信模块11。
[0080]
所述电流互感器还包括电源模块12和通信模块11，所述电源模块12用于为所述二次输出转换模块10、主控模块8和通信模块11供电。本实施例中，所述电源模块12的输入为直流24v，为其他模块提供两种电压，分别是直流5v和直流3.3v。
[0081]
所述通信模块11与所述主控模块8相连接，用于将主控模块8编码后的数字信号传输给外接设备。
[0082]
可选地，所述通信模块11为以太网通信模块，网络芯片采用ch395，物理层采用rj45接口。
[0083]
可选地，所述通信模块11为光纤通信模块，数据通信网络芯片采用ksz8995，模块物理层采用afbr5803光纤传输模块。
[0084]
所述主控模块8、测量信号采样电阻9
‑
2、校准信号采样电阻9
‑
4、校准信号发生器9
‑
3、同步守时及角差修正模块和二次输出转换模块10集中设置于电路板13上，所述电路板13安装于所述下壳体7的下半部分内部。
[0085]
所述下壳体7的底板上设置有多个过孔，用于固定所述电源模块12的输入端子及通信模块11的输入端子和输出端子。
[0086]
实施例二：如图3所示为发明的另一种结构，在此只描述壳体、磁芯和绕组分布与实施例一相区别的部分，其余部分不再赘述。
[0087]
所述上磁芯2和下磁芯6闭合后构成口字型环，所述上壳体1和下壳体7为相互配合
的u型结构，所述上壳体1和下壳体7两端的开合口3外侧面设置有用于紧固所述上壳体1和下壳体7的螺栓17和螺栓座18。
[0088]
所述电流互感器还包括绕组支架，所述绕组支架包括上绕组支架16和下绕组支架19，所述上绕组支架16和下绕组支架19分别固定安装于所述上壳体1和下壳体7内部，所述上磁芯2和下磁芯6分别穿过所述上绕组支架16和下绕组支架19，所述校准绕组9
‑
5缠绕于所述上绕组支架16，所述测量绕组9
‑
1缠绕于所述下绕组支架19。
[0089]
如图4，所述绕组支架为长方体中空结构，绕组支架的两端设有垂直外沿，所述绕组支架为可拆合结构。
[0090]
所述电路板13安装于所述下壳体7内部，所述电路板13与所述下磁芯6之间设置有隔板20，所述隔板20上设有通孔，所述校准绕组9
‑
5的输出端和测量绕组9
‑
1的输出端穿过所述通孔与所述校准信号采样电阻9
‑
4、测量信号采样电阻9
‑
2相连接。
[0091]
如图5，一种基于所述高精度开合式电流互感器实现的数据采样方法，包括如下步骤：
[0092]
s1、首先进行系统初始化。stm32启动工作后，复位epm570，初始化ad7606芯片，初始化通信模块11，初始化所用到的全局变量。具体地，将epm570的同步输入管脚(sync_in管脚)配置为输入、寄存器cnt、cnt_h、cnt_l清零、守时标志tkeep_flag清零，系统时钟频率fsys初始值设置为50mhz。
[0093]
设置各计算参数初值，包括计算次数x，工频频率f
n
，注入波频率f
i
，同步采样率s，计算周期采样点数n
t
，快速傅里叶变换fft(fast fourier transform)使用的采样点数n
fft
，有限长单位冲激响应滤波器fir(finite impulse response)的滤波系数数组fir
coff
。
[0094]
按下表设置各项参数：
[0095]
x/次f
n
/hzf
i
/hzs/spsn
t
/点n
fft
/点1050200640081924096
[0096]
由于设置了f
i
为200hz，故针对200hz进行滤波器fir设计，调整带通滤波的带通参数，得出阶数为406阶的滤波系数数组fir
coff
。
[0097]
系统初始化完成后，生成同步采样信号sync，如图6，具体包括如下步骤：
[0098]
s1
‑
1、检测外部输入的同步基波信号是否正常，正常则同步执行步骤s1
‑2‑
1和步骤s1
‑2‑
2，否则转至步骤s1
‑
3。具体地，以fa频率的速度不断读取epm570的sync_in管脚，若在2t时间内从同步输入管脚获得的值至少有一次翻转则认为有有效的同步基波信号输入；若在2t时间内同步输入管脚的值一直保持不变，则判定无同步基波信号输入或同步基波信号输入中断。本实施例中，用fa＝1mhz(fsys的50分频)的速度不断读取sync_in管脚，在2倍的同步基波信号周期t即20ms内，如果sync_in管脚高电平的时间大于8ms并且低电平的时间也大于8ms，则认为同步基波信号输入正常；若在2倍的同步基波信号周期t即20ms内，sync_in低电平的时间大于15ms或者高电平的时间大于15ms，则认为没有同步基波信号输入或同步基波信号输入中断。
[0099]
s1
‑2‑
1、首先，测量同步基波信号。以频率fh的速度读取sync_in管脚，若sync_in管脚由0变1时启动tmr_h计数器，同时结束tmr_l计数器，并将tmr_l的计数值存入cnt_l中；sync_in管脚由1变0时启动tmr_l计数器，同时结束tmr_h计数器，并将tmr_h计数值存入cnt_h中；每读取一次若sync_in管脚为1则tmr_h计数器的cnt_h加1，sync_in管脚为0则
tmr_l计数器的cnt_l加1。本实施例中，fh＝10mhz(fsys的5分频)，实际测得cnt_h＝49885，cnt_l＝49985。
[0100]
然后，按如下公式计算系统时钟误差δ
t
：
[0101][0102]
其中t为同步基波信号的周期。本实施例中，
[0103][0104]
进一步地，设置计数器n，单次系统时钟误差δ
t
计算完毕后，重复执行测量输入同步基波信号并计算系统时钟误差，直至n次测量并计算完毕，对n个计算结果进行过滤处理，得到最终的系统时钟误差δ
t
。本实施例中，每10ms计算一次系统时钟误差δ
t
，1秒钟获得一次最终系统时钟误差δ
t
。具体操作为：1秒钟之内获得100个误差计算结果，对这个100个误差计算结果进行排序处理，将最大的10个计算结果和最小的10个计算结果剔除，剩余的80个计算结果求平均值获得最终的系统时钟误差δ
t
。
[0105]
最后，存储系统时钟误差δ
t
，置位守时标志tkeep_flag，并返回步骤s1
‑
1。
[0106]
s1
‑2‑
2、捕获同步基波信号上升沿，根据同步基波信号上升沿同步产生频率为fsync、周期为tsync的同步采样基波信号，并转至步骤s6，其中tsync＝t，fsync＝1/tsync。
[0107]
s1
‑
3、判断守时标志tkeep_flag是否置位，若守时标志tkeep_flag已经置位则执行步骤s1
‑
4，否则执行步骤s1
‑
5。
[0108]
s4、根据系统时钟误差δ
t
生成同步采样基波信号。具体地，通过如下公式获得周期为t所需的计数器值cnt：
[0109]
cnt＝t
×
fsys
×
(1
‑
δ
t
)
[0110]
其中t为同步基波信号的周期，fsys为系统时钟频率，δ
t
为系统时钟误差。
[0111]
本实施例中，t＝10ms，fsys＝50mhz，δ
t
＝
‑
0.13，
[0112]
cnt＝0.01s
×
50000000hz
×
(1
‑
(
‑
0.13/100))＝500650
[0113]
使用计数器，按照cnt/2＝250325正、cnt/2＝250325负，连续生成高精度的频率为fsync＝100hz、周期为tsync＝10ms的同步采样基波信号，并转至步骤s1
‑
6。
[0114]
s1
‑
5、按照默认计数器值cnt生成同步采样基波信号，转至步骤s6。默认的计数器值cnt为
[0115]
cnt＝t
×
fsys＝0.01s
×
50000000＝500000
[0116]
使用计数器，按照cnt/2＝250000正，cnt/2＝250000负，连续生成频率为fsync＝100hz、周期为tsync＝10ms的默认同步采样基波信号，执行步骤s1
‑
6。
[0117]
s1
‑
6、利用s1
‑2‑
2、s1
‑
4或s1
‑
5生成的同步采样基波信号，在每个上升沿时刻触发生成频率为fs的同步采样信号，其中fs＝k
×
fsync，k为整数，本实施例中k＝40。
[0118]
s2、检测互感器是否有开合，有则进入s3，否则跳转至s6。
[0119]
s3、主控模块8控制校准信号发生器9
‑
3工作，产生频率为fi的正弦信号，通过校准绕组9
‑
5将此信号输入到互感器中，并等待注入信号超过一个信号周期。本实施例中，stm32单片机产生spwm信号，spwm信号经过滤波后生成峰值为12v频率为20hz的低频交流电压，将低频交流电压注入到校准绕组9
‑
5上。
[0120]
通过测量绕组9
‑
1及校准绕组9
‑
5进行双通道同步采样，采集测量信号采样电阻9
‑
2及校准信号采样电阻9
‑
4上的电压信号，利用过采样技术对采样信号进行降噪处理，将测量绕组9
‑
1、校准绕组9
‑
5的采样结果分别存入数组raw
m
、raw
a
中(下标m为二次输出侧参数，下标a为注入信号侧参数，下同)。
[0121]
s4、获得互感器的角差r
tmp
、比差a
tmp
，如图7，具体包括如下步骤：
[0122]
s4
‑
1、当同步采样点数达到计算周期采样点数nt时，关闭双通道同步采样，对rawm、rawa数组利用fircoff进行有限长单位冲激响应带通滤波，以提取采样信号中的频率为fi的信号，提取结果分别存入数组firm、fira中。
[0123]
s4
‑
2、对滤波处理后的n
fft
个稳定后的信号点进行fft快速傅里叶变换，变换结果分别放入数组fft
m
、fft
a
中。
[0124]
s4
‑
3、根据n
fft
、s按下式计算傅里叶变换结果的分辨率dpi，以及二次输出侧信号及注入信号侧信号在傅里叶变换结果数组中的索引index。
[0125][0126]
s4
‑
4、由index分别从fft
m
、fft
a
中提取出二次输出侧信号及注入信号侧信号的傅里叶变换结果，为a bi的复数形式，按如下公式对二次输出侧信号及注入信号侧信号的相角phase、幅值amp进行计算：
[0127][0128]
计算得出二次输出侧信号的相角phase
m
、注入信号侧信号的相角phase
a
、二次输出侧信号的幅值amp
m
和注入信号侧信号的幅值amp
a
。
[0129]
s4
‑
5、按如下公式计算得出本轮计算的二次输出侧信号与注入信号侧信号的角差r
tmp
和比差a
tmp
：
[0130][0131]
s4
‑
6、重复执行双通道同步采样和角差比差计算，直到重复次数达到计算次数x，最后取各轮计算的r
tmp
、a
tmp
平均值，即为最终的高精度电流互感器角差r、比差a的在线监测结果。
[0132]
为进一步验证角差比差监测方法的有效性，将算法程序下载到嵌入式设备中，利用ad同步采样的方式采集两通道信号发生器产生的相位不同、幅值不同的信号，经过本发明所述角差比差监测方法处理后，得出图8所示的各标准角差下的角差监测结果及图9所示的各标准比差下的比差监测结果，有着极高的精度，符合现场实用的标准。本方法在注入波信号极其微弱，原一次线路中谐波含量较高时仍能保持0.5’以内的角差监测精度以及误差趋近于零的比差监测精度。
[0133]
s5、对采样数据进行角差、比差修正。
[0134]
首先通过对测量绕组9
‑
1的采样数据的计算获得一次电流有效值，通过角差r、比差a和一次电流有效值获得当前电流下的角差修正系数和比差修正系数。
[0135]
根据比差修正系数，按照公式y＝kx b对比差进行修正，其中x为比差修正系数，k、b为常量，y为修正后的一次测量电流。如图10及图11所示，以一次被测电流20a为例，在一次测量中常量k＝1.005，b＝0.05，获得的修正系数为19.85，本次测量所得的一次值为19.99925，在测量电流范围内比差小于
±
0.05％。
[0136]
根据角差修正系数，以步骤s1生成的同步采样信号为采样基准，结合步骤s4获得的互感器角差，提前或延迟数据采样，实现角差修正。具体地，若互感器一次测量信号的周期为t0，则角差1’对应的时间t为t0/360/60，角差r
tmp
对应的时间为r
tmp
×
t0/360/60，即：互感器一次测量信号与二次采样信号之间存在r
tmp
×
t/360/60的时间差。
[0137]
若r
tmp
为正说明二次采样信号超前一次测量信号，对同步采样信号sync做前移r
tmp
×
t/360/60再采样处理，若r
tmp
为负说明二次采样信号滞后一次测量信号，对同步采样信号sync做延时r
tmp
×
t/360/60再采样处理。由此，根据角差r
tmp
调整同步采样信号sync，使得对二次信号的采样时刻正好与所需采样的一次信号值在相位上对应，进一步地使得从二次信号获得的采样值与一次信号到达0相移或较小的相移，最终达到修正角差的效果。
[0138]
如图12，单片机与cpld直接有两组线相连接，分别是数据是adata[8]和dl，adata[8]输出角差r
tmp
，dl为数据载入信号。同步采样信号sync输入到cpld内，cpld角差修正完成后，输出修正后的同步采样信号async。本实施例中电流互感器的一次测量信号的频率为50hz，周期t为0.02秒。如图13，角差修正的具体流程如下：
[0139]
s5
‑
1、初始化。置adata[8]为0，通过dl写入cpld中，使得async输出严格与sync同步。如图14，t1时刻，async的上升沿与sync上升沿之间的时间差为0。
[0140]
s5
‑
2、写入角差修正系数。以修正角差15’为例，单片机在t2时刻dl上升沿之前将15通过adata[8]送入到cpld内。
[0141]
s5
‑
3、计算修正时间。如图14，t2即为修正时间。
[0142][0143]
t2约等于13.89微秒。
[0144]
s5
‑
4、修正同步采样信号sync，输出修正后的同步采样信号async。根据s5
‑
3计算所得的t2，将同步采样信号sync的上升沿从t3时刻开始前移13.89微秒。
[0145]
s5
‑
5、角差修正结束。从t4时刻开始，角差修正完成，持续输出周期为t3的async信号，t3＝t1。
[0146]
下一次修正开始，重复步骤s5
‑
1至s5
‑
5。本实施例中，在测量电流范围内互感器的角差小于3分。
[0147]
s6、通过所述二次输出转换模块10输出高精度的采样数据。具体地，所述主控模块8从二次输出转换模块10获得修正后的转换数字信号，按照特定的规则编码数字信号，并通过通信端口编码输出高精度采样数据。
[0148]
所述开合式电流互感器采用的基于同步采样信号的互感器角差修正方法，在不增加材料、不更改结构设计的情况下，能有效的修正互感器不同一次输入下的固有角差，提高
互感器角差性能，同时简化互感器的生产工艺。在实际工程使用中配合二次设备，可有效提高有功功率测量的准确度，间接提高功率因素的测量精度，为电网中用电量计算、无功补偿、电力系统保护提供高精度测量数据。
[0149]
将本发明提供的开合式电流互感器应用在关键的电力线路电流测量、设备检修检查等电力生产、传输、消费环节中，无需断开一次电力线路既可以测得高准确的电流值，大大缩减了停电时间，提高了社会供电的可靠性，提高了人民生产生活水平，同时提升了供电企业的形象，提高了供电企业的管理水平，增加了供电企业的收益。