本发明属于隔离型充电电源功率变换器，具体涉及一种三开关llc谐振变换器拓扑结构及其控制方法。
背景技术：
1、随着经济的发展，人们的生活得到了很大的改善，但随之带来的环境污染问题和化石能源枯竭问题也日益严重。开关电源在新能源领域引起了国内外众多学者的关注，尤其在电动汽车领域得到了越来越广泛的应用。电动汽车车载充电需要开关电源拥有较宽的输出电压范围，并且效率要始终保持在较高的水平。llc谐振变换器作为隔离型开关电源应用最广泛的拓扑结构之一，因其功率密度高、易于实现原边开关管的零电压开通以及副边二极管的零电流关断、结构简单、输出电压较宽等优势在汽车充电车载充电领域得到了广泛的应用。但同时，传统的llc谐振变换器也存在着请在效率低，开关频率工作范围大、磁性元件设计困难等问题，故而对llc谐振变换器拓扑和控制方法的优化和改进也得到了众多学者的广泛研究。
2、针对传统llc谐振变换器输出电压范围有限、开关频率工作范围大所带来的磁性元件设计困难、效率低等问题，文献《a structure-reconfigurable llc resonantconverter with wide gain range》提出的可重构llc谐振变换器通过开关管的调制信号，可实现变换器工作于全桥或半桥模式。同时结合两个谐振腔，可实现四种电压增益的运行模式，其最大电压增益可达到1.5。与传统的llc谐振变换器相比，该变换器拥有较宽的电压增益范围，可实现输出电压的宽范围调节。同时，该变换器拥有的最大增益也高于传统llc谐振变换器，提高了变换器的转换效率。但同时，该变换器的器件较多，成本较高，开关损耗也较大。文献《hybrid variable frequency llc resonant converterwithwide outputvoltage range》提出的llc谐振变换器同样拥有两个谐振腔，通过三桥臂逆变电路实现两个变压器的独立或联合运行。该变换器通过不同桥臂的导通与关断调制信号，实现变换器在三种增益模式下运行，拓宽了电压增益范围，增加了输出电压的宽调节能力。但同时，该变换器采用三桥臂逆变电路，增加了元件成本，也增加了开关损耗，不利于效率的提高。
技术实现思路
1、本发明为满足电动汽车车载充电应用需求，同时针对传统的llc谐振变换器输出电压调节能力有限、开关频率工作范围较大等问题，提出一种用于电动汽车车载充电的三开关llc谐振变换器拓扑结构及其控制方法。该llc谐振变换器通过三个开关管的导通与关断，可实现两个变压器的独立或联合运行。通过控制四路pwm调制信号实现了该llc谐振变换器在单变压器全桥整流(stfbr)、单变压器倍压整流(stvdr)、双变压器混合全桥与倍压整流(dthfb-vdr)、双变压器双倍压整流(dtdvr)四种工作模式下运行，拓宽了电压增益范围，满足了电动汽车车载充电应用需求。该变换器通过四种工作模式的切换，减小了开关频率的工作范围，降低了磁性元件的设计难度。同时，该变换器实现了全范围内原边开关管的零电压开通以及副边二极管的零电流关断，减少了开关损耗以及磁损耗，有利于效率的提高。
2、为实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明是通过以下技术方案实现：
3、本发明提供一种三开关llc谐振变换器拓扑结构，该结构包括主电路和控制电路两个部分，其中：
4、主电路包括输入侧三开关逆变电路、llc谐振网络、高频变压器、背靠背mos开关管构成的双向辅助开关sr、二次侧整流滤波电路和分压采样电路，高频变压器包含高频变压器t1和t2；
5、控制电路包括输出电压、输出电流采样电路、dsp数字控制器和驱动电路；
6、llc谐振变换器采用变压器原边并联，副边经二次侧整流滤波电路后串联连接至负载的结构。
7、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，llc谐振变换器逆变网络采用三开关管的形式，能够实现高频变压器t1和t2的独立或联合运行。
8、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，当原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态时，高频变压器t1单独运行，此时llc谐振变换器工作于单变压器全桥整流工作模式(stfbr mode)。
9、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，当原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于开通状态时，高频变压器t1单独运行，此时llc谐振变换器工作于单变压器倍压整流工作模式(stvdr mode)。
10、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，当原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2始终处于开通状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态时，高频变压器t1和t2联合运行，此时llc谐振变换器工作于双变压器混合全桥与倍压整流工作模式(dthfb-vdr mode)。
11、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，当原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2与双向辅助开关sr始终处于开通状态时，高频变压器t1与t2联合运行，此时llc谐振变换器工作于双变压器双倍压整流工作模式(dtdvr mode)。
12、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，该llc谐振变换器在单变压器全桥整流(stfbr)、单变压器倍压整流(stvdr)、双变压器混合全桥与倍压整流(dthfb-vdr)、双变压器双倍压整流(dt dvr)四种工作模式下切换，在恒流充电阶段，随着输出电压的不断上升，其开关频率随之不断降低，电压增益不断上升；为了防止该变换器的电压增益过度上升所带来的电压失控，同时为了缩小开关频率的工作范围，该变换器设置阈值电压vo_tran作为工作模式的切换点，其中vo_tran为该变换器下一工作模式开关频率处于谐振频率下的输出电压。
13、进一步地，上述三开关llc谐振变换器拓扑结构中，该llc谐振变换器在单变压器倍压整流(stvdr)、双变压器混合全桥与倍压整流(dthfb-vdr)、双变压器双倍压整流(dtdvr)三种工作模式下开关频率处于谐振频率下的输出电压分别为vo_tran1、vo_tran2、vo_tran3；
14、在恒流充电阶段，该llc谐振变换器的输出电流始终保持io＝in，而输出电压vo随着开关频率的降低而增加；
15、当输出电压vo增加至阈值电压vo_tran1时，原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于开通状态，l lc谐振变换器由单变压器全桥整流工作模式(stfbr mode)切换至单变压器倍压整流工作模式(stvdr mode)；
16、当输出电压vo增加至阈值电压vo_tran2时，原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2始终处于开通状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态，llc谐振变换器由单变压器倍压整流工作模式(stvdr mode)切换至双变压器混合全桥与倍压整流工作模式(d thfb-vdr mode)；
17、当输出电压vo增加至阈值电压vo_tran3时，原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2与双向辅助开关sr始终处于开通状态，llc谐振变换器由双变压器混合全桥与倍压整流工作模式(d thfb-vdr mode)切换至双变压器双倍压整流工作模式(dtdvr mod e)。
18、本发明还提供一种三开关llc谐振变换器拓扑结构的控制方法，包括如下步骤：
19、步骤一、电流电压采样电路对主电路输出电压vo，输出电流io采样，进行数模转换至dsp数字控制器；
20、步骤二：dsp数字控制器将反馈电压vf、电流if作为内部数字闭环控制程序的输入信号，与阈值电压和设定值电流进行比较，判断处于恒流充电模式或恒压充电模式；
21、若处于恒流充电模式，则利用输出电流io与额定参考电流in构成闭环负反馈系统，同时采样输出电压vo；
22、当输出电压vo未达到阈值电压vo_tran1时，则控制器输出pwm调制信号控制原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态，llc谐振变换器工作于单变压器全桥整流工作模式(stfbr mode)；
23、当输出电压vo增加至阈值电压vo_tran1时，原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于开通状态，llc谐振变换器由单变压器全桥整流工作模式(stfbr mode)切换至单变压器倍压整流工作模式(stvdr mode)；
24、当输出电压vo增加至阈值电压vo_tran2时，原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2始终处于开通状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态，llc谐振变换器由单变压器倍压整流工作模式(stvdr mode)切换至双变压器混合全桥与倍压整流工作模式(dthfb-vdr mode)；
25、当输出电压vo增加至阈值电压vo_tran3时，原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2与双向辅助开关sr始终处于开通状态，llc谐振变换器由双变压器混合全桥与倍压整流工作模式(dthfb-vdr mode)切换至双变压器双倍压整流工作模式(dtdvr mode)，直至输出电压vo增长至额定电压vn，恒流阶段结束；若处于恒压充电模式，则执行下一步骤；
26、步骤三、当该llc谐振变换器处于恒压充电阶段时，输出电压vo与额定电压vn相等，变换器一直处于双变压器双倍压整流工作模式(dtdvr mode)；当输出电流io由额定电流逐渐减小至20％in时，满足电动汽车车载充电应用需求，恒压充电阶段结束。
27、本发明的有益效果是：
28、1、本发明中llc谐振变换器逆变电路采用三开关管的形式，便可控制两个原边并联的变压器独立或联合运行。与传统llc谐振变换器相比，不仅拓宽了电压增益范围，同时减少了开关管的数量，减少了开关损耗以及器件成本。
29、2、本发明中llc谐振变换器通过控制四路pwm调制信号实现了在单变压器全桥整流(stfbr)、单变压器倍压整流(stvdr)、双变压器混合全桥与倍压整流(dthfb-vdr)、双变压器双倍压整流(dtdvr)四种工作模式下运行，不仅减小了开关频率的工作范围，拓宽了电压增益范围，使得变换器的电压增益始终保持在较高的水平，同时也降低了磁性元件的设计难度，提高了变换器的效率。
30、3、本发明中llc谐振变换器采用变压器原边并联，副边经整流电路后串联连接至负载的结构，不仅减小了原边器件的电流应力，同时减小了磁性元件的设计难度，降低了变压器的磁损耗，保证了电路的高效率运行。
31、当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上的所有优点。
1.一种三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，该结构包括主电路和控制电路两个部分，其中：
2.根据权利要求1所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，llc谐振变换器逆变网络采用三开关管的形式，能够实现高频变压器t1和t2的独立或联合运行。
3.根据权利要求2所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，当原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态时，高频变压器t1单独运行，此时llc谐振变换器工作于单变压器全桥整流工作模式。
4.根据权利要求3所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，当原边开关管q1与q2、q3始终处于交替导通与关断状态，双向辅助开关sr始终处于开通状态时，高频变压器t1单独运行，此时llc谐振变换器工作于单变压器倍压整流工作模式。
5.根据权利要求4所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，当原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2始终处于开通状态，双向辅助开关sr始终处于关断状态时，高频变压器t1和t2联合运行，此时llc谐振变换器工作于双变压器混合全桥与倍压整流工作模式。
6.根据权利要求5所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，当原边开关管q1与q3始终处于交替导通与关断状态，原边开关管q2与双向辅助开关sr始终处于开通状态时，高频变压器t1与t2联合运行，此时llc谐振变换器工作于双变压器双倍压整流工作模式。
7.根据权利要求6所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，该llc谐振变换器在单变压器全桥整流、单变压器倍压整流、双变压器混合全桥与倍压整流、双变压器双倍压整流四种工作模式下切换，在恒流充电阶段，随着输出电压的不断上升，其开关频率随之不断降低，电压增益不断上升；为了防止该变换器的电压增益过度上升所带来的电压失控，同时为了缩小开关频率的工作范围，该变换器设置阈值电压vo_tran作为工作模式的切换点，其中vo_tran为该变换器下一工作模式开关频率处于谐振频率下的输出电压。
8.根据权利要求7所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构，其特征在于，该llc谐振变换器在单变压器倍压整流、双变压器混合全桥与倍压整流、双变压器双倍压整流三种工作模式下开关频率处于谐振频率下的输出电压分别为vo_tran1、vo_tran2、vo_tran3；
9.如权利要求8所述的三开关llc谐振变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
