本实用新型涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路。
背景技术：
llc谐振变换器作为一种常用的dc/dc拓扑，其通过改变开关频率来调节输出电压的大小，一般系统设置空载输出时处于间歇工作状态。当负载很轻或者空载时，系统的频率很高或者处于间歇发波方式，此时负载从空载加到满载时，输出电压超调量较大且恢复时间长。
图1为目前常用的llc谐振变换器的iii型补偿电路，它对于稳态和环路有较好的效果，但是对于负载大动态变化时效果不是很理想，尤其对于宽电压输出时，往往不能同时满足多个电压条件下的负载动态响应要求。
如图2和图3所示，测试了llc谐振变换器在现有iii型补偿电路的基础上24v和28v输出时负载从空载到满载的动态波形，从图2可以看出，当系统在24v输出时，超调量为1.17/24＝4.88％，恢复时间为0.8ms；从图3可以看出，当系统在28v输出时，超调量为1.21/28＝4.32％，恢复时间为1.15ms，且有约3～4周期的震荡。可见，在使用这种iii型补偿电路时，大动态变化的响应效果不是很好，具体表现为超调量大和恢复时间长。
技术实现要素：
本实用新型要解决的技术问题是克服现有技术的不足，提供一种简单实用、有效降低超调量和恢复时间的改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路。
为解决上述技术问题，本实用新型提出的技术方案为：
一种改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，包括运算放大器、第一模块和第二模块，所述第一模块与运算放大器的反向输入端串联，第二模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间；所述第一模块包括相互串联的第一电阻r1和第一电容c1，以及与第一电阻r1和第一电容c1并联的第二电阻r2；所述第二模块包括相互串联的第三电阻r3和第二电容c2，以及与第三电阻r3和第二电容c2并联的第三电容c3，还包括用于溢出反馈的第三模块，所述第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间或并联于第一模块的两端。
作为上述技术方案的进一步改进：
所述第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间，第三模块包括相互串联的第一晶体管d1和第四电阻r4，其中第一晶体管d1的正极与运算放大器的输出端相连。
所述第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间，第三模块包括相互串联的稳压管z1和第四电阻r4，其中稳压管z1的负极与运算放大器的输出端相连。
所述第三模块并联于第一模块的两端，第三模块包括由第四电阻r4和第一晶体管d1串联而成的第一串联组件、由第五电阻r5和第二晶体管d2串联而成的第二串联组件、以及第四电容c4，所述第一串联组件与第二串联组件相并联后再与所述第四电容c4串联成第三模块，其中第一晶体管d1和第二晶体管d2的相反极相连。
与现有技术相比，本实用新型的优点在于：
本实用新型的改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，在现有的iii型补偿电路的基础上，在运算放大器的反向输入端和输出端之间并联了一个第三模块，或在第一模块的两端并联一个第三模块，该第三模块能够进行溢出反馈，因此当负载增大时，能够灵活调节，使运算放大器的输出电压不会出现饱和等状态，从而加快了响应速度，进而减少输出电压的超调量，加快了恢复时间，解决了负载大动态变化时超调量大和恢复时间长的问题，同时也减低了环路参数调试的难度。
附图说明
图1是现有的iii型补偿电路的结构示意图；
图2是现有llc谐振变换器在24v输出时从空载到满载的动态波形；
图3是现有llc谐振变换器在28v输出时从空载到满载的动态波形；
图4是实施例1的iii型补偿电路的结构示意图；
图5是采用实施例1的iii型补偿电路的llc谐振变换器在24v输出时从空载到满载的动态波形；
图6是采用实施例1的iii型补偿电路的llc谐振变换器在28v输出时从空载到满载的动态波形
图7是实施例2的iii型补偿电路的结构示意图；
图8是实施例3的iii型补偿电路的结构示意图。
具体实施方式
为了便于理解本实用新型，下文将结合说明书附图和较佳的实施例对本文实用新型做更全面、细致地描述，但本实用新型的保护范围并不限于以下具体实施例。
实施例1：
如图4所示，本实施例的改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，包括运算放大器、第一模块和第二模块，第一模块与运算放大器的反向输入端串联，第二模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间；第一模块包括相互串联的第一电阻r1和第一电容c1，以及与第一电阻r1和第一电容c1并联的第二电阻r2；第二模块包括相互串联的第三电阻r3和第二电容c2，以及与第三电阻r3和第二电容c2并联的第三电容c3。运算放大器的反向输入端通过第一模块与经分压网络采样后的电压值vo相接，运算放大器的正向输入端与一个幅值为2.5v的参考电压vdc1相接。
除此之外，本实施例在现有的iii型补偿电路的基础上，在运算放大器的反向输入端和输出端之间并联了一个用于溢出反馈的第三模块，因此当负载增大时，能够灵活调节，使运算放大器的输出电压不会出现饱和等状态，从而加快了响应速度，进而减少输出电压的超调量，加快了恢复时间，解决了负载大动态变化时超调量大和恢复时间长的问题，同时也减低了环路参数调试的难度。
本实施例中的第三模块包括相互串联的第一晶体管d1和第四电阻r4，且第一晶体管d1的正极与运算放大器的输出端相连，使运算放大器的输出端通过第一晶体管d1与第四电阻r4反馈至反向输入端。本实施例的iii型补偿电路改动小，操作实施过程简单方便，通过简易的变换即可实现系统性能的改善。
如图5所示，当llc谐振变换器在24v输出时，由于采用了本实施例的iii型补偿电路，负载从空载至满载过程中，其超调量为1.17/24＝3.38％，恢复时间为0.7ms，超调量比之前减少了1.5％，恢复时间减少了0.1ms。
如图6所示，当llc谐振变换器在28v输出时，由于采用了本实施例的iii型补偿电路，负载从空载至满载过程中，其超调量为0.86/28＝3.07％，恢复时间为0.5ms，超调量比之前减少了1.25％，恢复时间减少了0.65ms。
因此可以看出，本实施例的iii型补偿电路对于不同输出电压的超调量和恢复时间均有不同程度的改善，从而提高了系统的动态响应性能，使系统能在不同的动态条件下均能稳定的工作。
本实施例中，运算放大器为lm2904a，第一电阻r1为1.5kω，第二电阻r2为24kω，第三电阻r3为5.1kω，第四电阻r4为100kω；第一电容c1为4700pf，第二电容c2为0.022uf，第三电容c3为100pf，第一晶体管d1为1n4148ws。在其他实施方式中，也可以视使用情况对各部件的大小型号进行适应性改动，在此不做赘述。
实施例2：
本实施例与实施例1基本相同，不同之处在于，如图7所示，本实施例中，第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间，第三模块包括相互串联的稳压管z1和第四电阻r4，其中稳压管z1的负极与运算放大器的输出端相连。稳压管z1利用其反向击穿特性稳定电压，并能达到与实施例1基本相同的效果。
实施例3：
本实施例与实施例1基本相同，不同之处在于，如图8所示，本实施例中，第三模块并联于第一模块的两端，第三模块包括由第四电阻r4和第一晶体管d1串联而成的第一串联组件、由第五电阻r5和第二晶体管d2串联而成的第二串联组件、以及第四电容c4，第一串联组件与第二串联组件相并联后再与第四电容c4串联成第三模块，其中第一晶体管d1和第二晶体管d2的相反极相连。当负载突然从空载到满载时，经分压网络采样后的电压值vo会下降，若下降电压超过0.3v时(锗二极管)使得第二晶体管d2导通，经过第五电阻r5和第四电容c4可以改善输出电压的变化；当负载突然从满载到空载时，vo会上升，若上升电压超过0.3v时(锗二极管)使得第一晶体管d1导通，经过第四电阻r4和第四电容c4可以改善输出电压的变化。
以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，本实用新型的保护范围并不仅局限于上述实施例。对于本领域的技术人员来说，在不脱离本实用新型的技术构思前提下所得到的改进和变换也应视为本实用新型的保护范围。
1.一种改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，包括运算放大器、第一模块和第二模块，所述第一模块与运算放大器的反向输入端串联，第二模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间；所述第一模块包括相互串联的第一电阻r1和第一电容c1，以及与第一电阻r1和第一电容c1并联的第二电阻r2；所述第二模块包括相互串联的第三电阻r3和第二电容c2，以及与第三电阻r3和第二电容c2并联的第三电容c3，其特征在于：还包括用于溢出反馈的第三模块，所述第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间或并联于第一模块的两端。
2.根据权利要求1所述的改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，其特征在于：所述第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间，第三模块包括相互串联的第一晶体管d1和第四电阻r4，其中第一晶体管d1的正极与运算放大器的输出端相连。
3.根据权利要求1所述的改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，其特征在于：所述第三模块并联于运算放大器的反向输入端和输出端之间，第三模块包括相互串联的稳压管z1和第四电阻r4，其中稳压管z1的负极与运算放大器的输出端相连。
4.根据权利要求1所述的改善llc谐振变换器大动态响应的iii型补偿电路，其特征在于：所述第三模块并联于第一模块的两端，第三模块包括由第四电阻r4和第一晶体管d1串联而成的第一串联组件、由第五电阻r5和第二晶体管d2串联而成的第二串联组件、以及第四电容c4，所述第一串联组件与第二串联组件相并联后再与所述第四电容c4串联成第三模块，其中第一晶体管d1和第二晶体管d2的相反极相连。
技术总结