无线供电装置的制作方法

专利2022-05-09  117



1.本发明涉及无线供电装置。


背景技术:

2.一般而言,无线供电装置在双向地传送电动汽车、插电式混合动力车等电动车的电力和住宅、配电体系的电力的系统(例如,v2h(vehicle to home,车辆到家)系统或者v2g(vehicle to grid,车辆到体系)系统)中被使用。无线供电装置利用基于线圈的磁场的耦合来进行电力传送,所以不需要与电动车的缆线连接。
3.在专利文献1中,公开了具备线圈以及电容器被串联地连接的逆变器电路(全桥电路或者半桥电路)和与逆变器电路连接的转换器的无线供电装置。该无线供电装置进行使送电侧的转换器的输入电力成为恒定并且使受电侧的转换器的输出电力成为最大的控制。
4.在专利文献1所记载的无线供电装置中,送电侧以及受电侧的逆变器电路由包括多个功率半导体的桥电路构成,所以导致逆变器电路的高成本化以及大型化。进而,专利文献1所记载的无线供电装置在供电开始时以及供电中,在送电侧以及受电侧这双方需要复杂的控制。
5.另一方面,在非专利文献1中,公开了送电侧以及受电侧的供电装置由单开关型转换器构成的无线供电装置。该无线供电装置相比于专利文献1所记载的无线供电装置,能够实现大幅的低成本化以及小型化。
6.现有技术文献
7.专利文献
8.专利文献1:日本专利第6038386号公报
9.非专利文献
10.非专利文献1:大森英树,外7名“a wireless v2h apparatus with a new sic-mosfet and unique bidirectional controlled single-ended converter”,[online],2017年7月27日,ieee,[平成30年10月24日检索],因特网<url:https://umexpert.um.edu.my/file/publication/00005361_159948_71519.pdf>


技术实现要素:

[0011]
然而,在非专利文献1所记载的无线供电装置中,因电路常数的偏差(例如,传送线圈、共振电容器的常数的偏差)而传送电力发生变动,所以量产性、互换性成为问题。因而,非专利文献1所记载的无线供电装置为了实用化,至少需要提高传送特性的稳定性。
[0012]
本发明是鉴于上述缘由而完成的,其课题在于提供能够实现装置的低成本化以及小型化,并提高传送特性的稳定性的无线供电装置。
[0013]
为了解决上述课题,本发明的一个实施方式提供一种无线供电装置,其特征在于,具备:
[0014]
第1供电装置,具备第1传送线圈、包括与所述第1传送线圈串联连接的第1晶体管
以及与所述第1晶体管反并联连接的第1二极管的第1开关元件以及与所述第1传送线圈以及所述第1开关元件中的至少一方并联连接的第1共振电容器;
[0015]
第2供电装置,具备第2传送线圈、包括与所述第2传送线圈串联连接的第2晶体管以及与所述第2晶体管反并联连接的第2二极管的第2开关元件以及与所述第2传送线圈以及所述第2开关元件中的至少一方并联连接的第2共振电容器;
[0016]
第1开关控制电路,控制所述第1开关元件的关断,并且以使所述第1开关元件进行零电压开关动作的方式与所述第1供电装置中的共振电压同步地控制所述第1开关元件的开启;
[0017]
第2开关控制电路,控制所述第2开关元件的关断,并且以使所述第2开关元件进行零电压开关动作的方式与所述第2供电装置中的共振电压同步地控制所述第2开关元件的开启;以及
[0018]
电压控制电路,在从所述第1供电装置向所述第2供电装置的正向电力传送时,控制输入到所述第1供电装置的第1输入电压与从所述第2供电装置输出的第1输出电压的第1电压差,在从所述第2供电装置向所述第1供电装置的反向电力传送时,控制输入到所述第2供电装置的第2输入电压与从所述第1供电装置输出的第2输出电压的第2电压差,
[0019]
所述第2开关控制电路在所述正向电力传送时使所述第2晶体管截止而利用所述第2二极管进行整流,
[0020]
所述第1开关控制电路在所述反向电力传送时使所述第1晶体管截止而利用所述第1二极管进行整流。
[0021]
根据该结构,第1供电装置由利用第1开关元件进行动作的单开关型转换器构成,第2供电装置由利用第2开关元件进行动作的单开关型转换器构成,所以能够实现装置的低成本化以及小型化。
[0022]
进而,在该结构中,第1以及第2开关控制电路使受电侧的晶体管截止而利用二极管进行整流,且电压控制电路控制输入电压与输出电压的电压差,从而能够补偿电路常数的偏差所致的传送电力的变动。即,根据该结构,能够通过比较简易的控制来提高传送特性的稳定性。
[0023]
上述无线供电装置能够构成为具备:
[0024]
第1直流电压变换部,输出所述第1输入电压,被输入所述第2输出电压;以及
[0025]
第2直流电压变换部,被输入所述第1输出电压,输出所述第2输入电压,
[0026]
所述电压控制电路在所述正向电力传送时控制所述第1直流电压变换部使所述第1输入电压变化,从而控制所述第1电压差,所述电压控制电路在所述反向电力传送时控制所述第2直流电压变换部使所述第2输入电压变化,从而控制所述第2电压差。
[0027]
上述无线供电装置能够构成为:
[0028]
在所述正向电力传送时,所述第1供电装置以及所述第2供电装置作为正激型转换器进行动作,且所述第2供电装置进行半波整流动作。
[0029]
上述无线供电装置能够构成为:
[0030]
具备第1直流电压变换部,该第1直流电压变换部在所述正向电力传送时输出所述第1输入电压,在所述反向电力传送时被输入所述第2输出电压,
[0031]
所述电压控制电路在所述正向电力传送时控制所述第1直流电压变换部使所述第
1输入电压变化,从而控制所述第1电压差,所述电压控制电路在所述反向电力传送时控制所述第1直流电压变换部使所述第2输出电压变化,从而控制所述第2电压差。
[0032]
在上述无线供电装置中,能够构成为:
[0033]
所述电压控制电路具备控制所述第1电压差的第1控制电路以及控制所述第2电压差的第2控制电路,
[0034]
所述第2控制电路在所述正向电力传送时将所述第2供电装置的输出电力值、所述第2供电装置的输出电压值以及所述输出电力值或者所述第2供电装置的输出电流值以及所述输出电压值通知给所述第1控制电路,
[0035]
所述第1控制电路在所述反向电力传送时将所述第1供电装置的输出电力值、所述第1供电装置的输出电压值以及所述输出电力值或者所述第1供电装置的输出电流值以及所述输出电压值通知给所述第2控制电路。
[0036]
在上述无线供电装置中,能够构成为:
[0037]
所述电压控制电路在所述正向电力传送时在容许周期范围内控制所述第1开关元件的接通时间,以及/或者在所述反向电力传送时在容许周期范围内控制所述第2开关元件的接通时间。
[0038]
在上述无线供电装置中,能够构成为:
[0039]
在所述第1传送线圈与所述第2传送线圈的距离比规定距离短的情况下,所述电压控制电路限制所述第1供电装置与所述第2供电装置之间的电力传送。
[0040]
在上述无线供电装置中,也可以是所述第1供电装置的共振电路的常数与所述第2供电装置的共振电路的常数互不相同。
[0041]
在上述无线供电装置中,能够构成为:
[0042]
所述第1供电装置具备第1切换用电容器和第1切换用开关,该第1切换用开关在接通时将所述第1切换用电容器与所述第1共振电容器并联连接或者串联连接,在截止时将所述第1切换用电容器从所述第1共振电容器电切离,
[0043]
所述第2供电装置具备第2切换用电容器和第2切换用开关,该第2切换用开关在接通时将所述第2切换用电容器与所述第2共振电容器并联连接或者串联连接,在截止时将所述第2切换用电容器从所述第2共振电容器电切离。
[0044]
本发明的另一实施方式提供一种无线供电装置,其特征在于,具备:
[0045]
第1供电装置,具备第1传送线圈、与所述第1传送线圈串联连接的第1开关元件以及与所述第1传送线圈以及所述第1开关元件中的至少一方并联连接的第1共振电容器;
[0046]
第2供电装置,具备第2传送线圈、与所述第2传送线圈串联连接的二极管以及与所述第2传送线圈并联连接的第2共振电容器;
[0047]
第1开关控制电路,控制所述第1开关元件的关断,并且以使所述第1开关元件进行零电压开关动作的方式与所述第1供电装置中的共振电压同步地控制所述第1开关元件的开启;以及
[0048]
电压控制电路,在从所述第1供电装置向所述第2供电装置的电力传送时,控制输入到所述第1供电装置的输入电压与从所述第2供电装置输出的输出电压的电压差。
[0049]
本发明的又一实施方式提供一种无线供电装置,其特征在于,具备:
[0050]
第1供电装置,与第1直流电源连接;
[0051]
第2供电装置,与第2直流电源连接;以及
[0052]
控制部,控制所述第1供电装置以及所述第2供电装置,
[0053]
所述无线供电装置在所述第1供电装置与所述第2供电装置之间进行电力的传送其中,
[0054]
所述第1供电装置具备:
[0055]
第1传送线圈;
[0056]
第1开关元件,与所述第1传送线圈串联连接;以及
[0057]
第1共振电容器,与所述第1传送线圈以及所述第1开关元件中的至少一方并联连接,
[0058]
所述第2供电装置具备:
[0059]
第2传送线圈;
[0060]
第2开关元件,与所述第2传送线圈串联连接;以及
[0061]
第2共振电容器,与所述第2传送线圈以及所述第2开关元件中的至少一方并联连接,
[0062]
所述控制部具备:
[0063]
第1开启控制电路,以使所述第1开关元件进行零电压开关动作的方式,与由所述第1传送线圈以及所述第1共振电容器产生的共振电压同步地控制所述第1开关元件的开启;
[0064]
第2开启控制电路,以使所述第2开关元件进行零电压开关动作的方式,与由所述第2传送线圈以及所述第2共振电容器产生的共振电压同步地控制所述第2开关元件的开启;以及
[0065]
相互相位偏移控制电路,以使所述第1开关元件的开关和所述第2开关元件的开关具有预定的相位差的方式进行控制。
[0066]
根据该结构,第1供电装置由利用第1开关元件进行动作的单开关型转换器构成,第2供电装置由利用第2开关元件进行动作的单开关型转换器构成,所以能够实现装置的低成本化以及小型化。
[0067]
进而,根据该结构,第1开关元件以及第2开关元件进行零电压开关动作,且以使第1开关元件的开关和第2开关元件的开关具有预定的相位差的方式被控制,所以能够提高传送特性的稳定性以及传送电力的控制性。
[0068]
在上述无线供电装置中,优选所述相互相位偏移控制电路以使所述第1开关元件的关断和所述第2开关元件的关断具有所述相位差的方式进行控制。
[0069]
在上述无线供电装置中,优选所述相位差为45度~315度。
[0070]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0071]
所述相互相位偏移控制电路具备:
[0072]
相位差检测器,直接地或者间接地探测所述相位差;
[0073]
相位差指示器,直接地或者间接地指示所述相位差的目标值;
[0074]
反馈控制部,将所述相位差检测器的检测值与所述相位差指示器的所述目标值进行比较,进行所述相位差的反馈控制;以及
[0075]
导通时间可变部,根据所述反馈控制部的输出使所述第2开关元件的导通时间变
化。
[0076]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0077]
所述相位差检测器通过检测传送电力,间接地检测所述相位差,
[0078]
所述相位指示器通过指示传送电力,间接地指示所述目标值。
[0079]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0080]
所述相互相位偏移控制电路具备探测元件,该探测元件通过以磁场或者电场的方式非接触地探测所述第1传送线圈的电压的变化。
[0081]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0082]
所述相互相位偏移控制电路具备导通时间控制电路,该导通时间控制电路以使所述第1供电装置的动作频率成为预定的值的方式控制所述第1开关元件的导通时间。
[0083]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0084]
所述相互相位偏移控制电路以使所述第1传送线圈与所述第2传送线圈之间的传送电力成为预定的值的方式控制所述相位差。
[0085]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0086]
所述相互相位偏移控制电路具备通过光或者电波来发送所述第1开关元件的开关的定时的定时发送电路和接收从所述定时发送电路发送的光或者电波的定时接收电路。
[0087]
在上述无线供电装置中,能够构成为
[0088]
所述第2开关元件包括晶体管和与所述晶体管反并联连接的反并联二极管,
[0089]
所述相互相位偏移控制电路具备:
[0090]
相位差检测器,直接地或者间接地探测所述相位差;
[0091]
相位差指示器,直接地或者间接地指示所述相位差的目标值;
[0092]
反馈控制部,将所述相位差检测器的检测值与所述相位差指示器的所述目标值进行比较来进行所述相位差的反馈控制;
[0093]
共振电流探测器,检测流经所述第2传送线圈的电流的过零点;以及
[0094]
导通时间可变部,根据所述共振电流探测器的检测结果以及所述反馈控制部的输出来控制所述反并联二极管关断之后的所述晶体管的接通时间。
[0095]
根据本发明,能够提供能够实现装置的低成本化以及小型化,并提高传送特性的稳定性的无线供电装置。
附图说明
[0096]
图1是示出第1实施方式的无线供电装置的图。
[0097]
图2是示出第1实施方式的无线供电装置的输入电压与传送电力的关系的图。
[0098]
图3是用于说明第1实施方式中的第1开关元件的零电压开关动作的时序图。
[0099]
图4是用于说明第1实施方式的无线供电装置的各动作模式的时序图。
[0100]
图5是示出第1实施方式的无线供电装置的各动作模式下的电流路径的图。
[0101]
图6是示出第2实施方式的无线供电装置的图。
[0102]
图7是示出第2实施方式的无线供电装置的输入电压与传送电力的关系的图。
[0103]
图8是示出第3实施方式的无线供电装置的图。
[0104]
图9是示出第3实施方式的受电侧的结构的变形例的图。
[0105]
图10是示出第4实施方式的无线供电装置的图。
[0106]
图11是第4实施方式的无线供电装置的各部分的时序图。
[0107]
图12是示出第4实施方式的无线供电装置的相位差、传送电力以及动作频率的关系的图。
[0108]
图13是示出第5实施方式的无线供电装置的图。
[0109]
图14是第5实施方式的无线供电装置的动作原理图。
[0110]
图15是示出第6实施方式的无线供电装置的图。
[0111]
图16是第6实施方式的无线供电装置的各部分的时序图。
[0112]
(符号说明)
[0113]
100、200、300、400、500、600:无线供电装置;101、201、401:第1供电装置;102:第1滤波器电路;103、303:第1直流电压变换部;104、204、304、304’、404:第2供电装置;105、105’:第2滤波器电路;106、306:第2直流电压变换部;110、210:第1控制部;111、431:第1共振电压探测电路;112:第1同步电路;113、213:第1控制电路;114:第1控制指示;115:第1检测信号;116:第1控制信号;120、220、320:第2控制部;121、433:第2共振电压探测电路;122:第2同步电路;123、223、323:第2控制电路;124:第2控制指示;125:第2检测信号;126、326:第2控制信号;130:相互通信信号;402:第1直流电源;403:第2直流电源;430、540、660:控制部;432:第1同步电路;434:第2同步电路;435:定时发送电路;436:定时接收电路;437:探测电路;438:比较电路;439:关断相位差控制电路;541:相位差检测器;542:相位差指示器;543:差动放大器;544、663:导通时间可变部;551:第1运算部;552:滤波器部;553:第2运算部;554:增益设定部;555:电压控制发报部;661:共振电流探测元件;662:共振电流探测电路。
具体实施方式
[0114]
以下,参照附图,说明本发明的无线供电装置的实施方式。
[0115]
[第1实施方式]
[0116]
图1示出本发明的第1实施方式的无线供电装置100。无线供电装置100在1次侧具备第1供电装置101、第1滤波器电路102、第1直流电压变换部103以及第1控制部110,在2次侧具备第2供电装置104、第2滤波器电路105、第2直流电压变换部106以及第2控制部120。
[0117]
1次侧的结构例如设置于住宅,2次侧的结构例如设置于电动汽车、插电式混合动力车等电动车。无线供电装置100在1次侧与2次侧之间进行双向的电力传送。以下,将从1次侧向2次侧的电力传送设为正向电力传送,将从2次侧向1次侧的电力传送设为反向电力传送。
[0118]
第1供电装置101为具备第1开关元件sw1、第1传送线圈l1以及第1共振电容器c1的单开关(single switch)型转换器。第1共振电容器c1与第1传送线圈l1以及第1开关元件sw1中的至少一方(在本实施方式中,第1传送线圈l1)并联连接。
[0119]
在为电动汽车用的无线供电装置的情况下,要求在动作频率设为标称85khz的一定范围使用。因此,关于根据第1传送线圈l1和第1共振电容器c1确定的共振频率,选择相对于动作频率更高的适当的频率。例如,在为几[kw]的电力传送的情况下,关于共振频率,使用相对于动作频率1.1倍~小于两倍的范围的频率。
[0120]
第1开关元件sw1包括与第1传送线圈l1串联连接的第1晶体管q1和与第1晶体管q1反并联连接的第1二极管d1。第1晶体管q1为igbt(绝缘栅极晶体管)、mosfet(金属氧化膜半导体型场效应晶体管)、双极型晶体管或者sic(碳化硅)半导体等功率半导体元件。第1二极管d1为第1晶体管q1的内置(寄生)二极管或者与第1晶体管q1独立的二极管。
[0121]
第1滤波器电路102具备第1电容器c3和第1线圈l3。第1电容器c3的一端经由第1线圈l3连接于第1直流电压变换部103的高电位侧,另一端连接于第1直流电压变换部103的低电位侧。
[0122]
第1直流电压变换部103由双向dc/dc转换器构成。第1直流电压变换部103连接于第1电源e3。第1电源e3例如为双向ac/dc转换器。第1直流电压变换部103进行使从第1电源e3输入的直流电压升压或者降压而输出到第1滤波器电路102的正向电压变换动作和使从第1滤波器电路102输入的直流电压降压或者升压而输出到第1电源e3的反向电压变换动作。
[0123]
第2供电装置104为具备第2开关元件sw2、第2传送线圈l2以及第2共振电容器c2的单开关型转换器。第2共振电容器c2与第2传送线圈l2以及第2开关元件sw2中的至少一方(在本实施方式中,第2传送线圈l2)并联连接。
[0124]
关于由第2传送线圈l2和第2共振电容器c2确定的共振频率,选择相对于动作频率更高的适当的频率。例如,在为几[kw]的电力传送的情况下,关于共振频率,使用相对于动作频率1.1倍~小于两倍的范围的频率。
[0125]
第2开关元件sw2包括与第2传送线圈l2串联连接的第2晶体管q2和与第2晶体管q2反并联连接的第2二极管d2。第2晶体管q2与第1晶体管q1同样地,为igbt、mosfet、双极型晶体管或者sic半导体等功率半导体元件。第2二极管d2为第2晶体管q2的内置(寄生)二极管或者与第2晶体管q2独立的二极管。
[0126]
第2滤波器电路105具备第2电容器c4和第2线圈l4。第2电容器c4的一端经由第2线圈l4连接于第2直流电压变换部106的高电位侧,另一端连接于第2直流电压变换部106的低电位侧。
[0127]
第2直流电压变换部106由双向dc/dc转换器构成。第2直流电压变换部106连接于第2电源e4。第2电源e4例如为搭载于电动车的蓄电池。第2直流电压变换部106进行使从第2滤波器电路105输入的直流电压升压或者降压而输出到第2电源e4的正向电压变换动作和使从第2电源e4输入的直流电压降压或者升压而输出到第2滤波器电路105的反向电压变换动作。
[0128]
第1控制部110具备第1共振电压探测电路111、第1同步电路112以及第1控制电路113。同样地,第2控制部120具备第2共振电压探测电路121、第2同步电路122以及第2控制电路123。
[0129]
第1共振电压探测电路111以及第1同步电路112相当于本发明的“第1开关控制电路”。第2共振电压探测电路121以及第2同步电路122相当于本发明的“第2开关控制电路”。第1控制电路113以及第2控制电路123相当于本发明的“电压控制电路”。
[0130]
第1共振电压探测电路111在正向电力传送时测定第1共振电容器c1的两端电压v
r1
,探测基于第1传送线圈l1以及第1共振电容器c1的第1共振电压的过零点。探测到过零点的第1共振电压探测电路111对第1同步电路112输出过零点信号。
[0131]
第1同步电路112以使第1晶体管q1进行零电压开关动作的方式,根据过零点信号
来与第1共振电压同步地使第1晶体管q1开启。另外,第1同步电路112按照第1控制电路113的指令(控制指示)在反向电力传送时以利用第1二极管d1进行整流动作的方式使第1晶体管q1截止。
[0132]
在正向电力传送时,第1同步电路112对第1晶体管q1进行接通及截止控制,从而在第1传送线圈l1以及第1共振电容器c1中流过电流。由此,在远离一定距离的第2传送线圈l2以及第2共振电容器c2中流过由磁场共振(与磁共振、磁谐振意思相同)产生的电流。其结果,进行从第1供电装置101向第2供电装置104的非接触的电力传送。
[0133]
第2共振电压探测电路121在反向电力传送时测定第2共振电容器c2的两端电压v
r2
,探测基于第2传送线圈l2以及第2共振电容器c2的第2共振电压的过零点。探测到过零点的第2共振电压探测电路121对第2同步电路122输出过零点信号。
[0134]
第2同步电路122以使第2晶体管q2进行零电压开关动作的方式,根据过零点信号来与第2共振电压同步地使第2晶体管q2开启。另外,第2同步电路122按照第2控制电路123的指令(控制指示)在正向电力传送时以利用第2二极管d2进行整流动作的方式使第2晶体管q2截止。
[0135]
在反向电力传送时,第2同步电路122对第2晶体管q2进行接通及截止控制,从而在第2传送线圈l2以及第2共振电容器c2中流过电流。由此,在远离一定距离的第1传送线圈l1以及第1共振电容器c1中流过由磁场共振产生的电流。其结果,进行从第2供电装置104向第1供电装置101的非接触的电力传送。
[0136]
第1控制电路113在正向电力传送时,进行控制输入到第1供电装置101的第1输入电压e1与从第2供电装置104输出的第1输出电压e2的电压差(第1电压差)的第1电压差控制,控制从第2供电装置104输出的输出电力(从第1供电装置101向第2供电装置104的传送电力)。
[0137]
更详细而言,第1控制电路113根据来自外部的第1控制指示114,或者根据与第2控制电路123的相互通信信号130所包含的充电开始通知,开始第1电压差控制。作为相互通信信号130,例如使用wi-fi、蓝牙(bluetooth(注册商标))等近距离无线通信信号。开始第1电压差控制的第1控制电路113以预定的周期根据第1检测单元x1(例如,电流互感器)的第1检测信号115,获取第1输入电压e1的电压值以及/或者第1输入电流的电流值。第1输入电流为从第1直流电压变换部103流到第1滤波器电路102的电流。
[0138]
另外,第1控制电路113以预定的周期经由相互通信信号130从第2控制电路123获取与输出电力有关的信息。与输出电力有关的信息为输出电力的电力值、第1输出电压e2的电压值以及输出电力的电力值或者第1输出电压e2的电压值以及第1输出电流的电流值。第1输出电流为从第2滤波器电路105流到第2直流电压变换部106的电流。
[0139]
第1控制电路113如上所述获取所需的信息,并对第1直流电压变换部103输出第1控制信号116而控制第1输入电压e1,从而控制第1电压差,以使输出电力的电力值成为预定的目标电力值。
[0140]
作为具体的控制方法,在与输出电力有关的信息仅为输出电力的电力值的情况下,第1控制电路113参照预先存储的第1输出电压e2的下限电压,以使第1输入电压e1比下限电压大的方式控制第1输入电压e1,并使输出电力的电力值与预定的目标电力值一致。
[0141]
在与输出电力有关的信息为第1输出电压e2的电压值以及输出电力的电力值的情
况下,第1控制电路113将第1输出电压e2与第1输入电压e1进行比较,以使第1输入电压e1比第1输出电压e2大的方式控制第1输入电压e1,并使输出电力的电力值与预定的目标电力值一致。
[0142]
在与输出电力有关的信息为第1输出电压e2的电压值以及第1输出电流的电流值的情况下,第1控制电路113将第1输出电压e2与第1输入电压e1进行比较,以使第1输入电压e1比第1输出电压e2大的方式控制第1输入电压e1。同时,第1控制电路113根据与输出电力有关的信息来计算输出电力的电力值,以使计算出的电力值与预定的目标电力值一致的方式控制第1输入电压e1。
[0143]
此外,在第1输出电压e2的电压值为恒定值、且第1控制电路113存储有表示第1输入电压e1与输出电力的关系的信息(例如,关系式)的情况下,第1控制电路113在供电开始时以及供电中无需与第2控制电路123进行通信就能够控制第1输入电压e1。
[0144]
另外,在第1控制电路113存储有表示第1输入电压e1与第1电压差的关系的信息以及表示第1电压差与输出电力的关系的信息的情况下,第1控制电路113也无需与第2控制电路123进行通信,就能够控制第1输入电压e1。但是,为了使输出电力的电力值更准确地接近目标电力值,优选第1控制电路113经由相互通信信号130从第2控制电路123获取与输出电力有关的信息。
[0145]
第2控制电路123在反向电力传送时进行控制输入到第2供电装置104的第2输入电压e2与从第1供电装置101输出的第2输出电压e1的电压差(第2电压差)的第2电压差控制,控制从第1供电装置101输出的输出电力(从第2供电装置104向第1供电装置101的传送电力)。
[0146]
更详细而言,第2控制电路123根据来自外部的第2控制指示124,或者根据与第1控制电路113的相互通信信号130所包含的放电开始通知,开始第2电压差控制。开始第2电压差控制的第2控制电路123以预定的周期根据第2检测单元x2(例如,电流互感器)的第2检测信号125,获取第2输入电压e2的电压值以及/或者第2输入电流的电流值。第2输入电流为从第2直流电压变换部106流到第2滤波器电路105的电流。
[0147]
另外,第2控制电路123以预定的周期经由相互通信信号130从第1控制电路113获取与输出电力有关的信息。与输出电力有关的信息为输出电力的电力值、第2输出电压e1的电压值以及输出电力的电力值或者第2输出电压e1的电压值以及第2输出电流的电流值。第2输出电流为从第1滤波器电路102流到第1直流电压变换部103的电流。
[0148]
第2控制电路123如上所述获取所需的信息,并对第2直流电压变换部106输出第2控制信号126而控制第2输入电压e2,从而控制第2电压差,以使输出电力的电力值成为预定的目标电力值。具体的控制方法与正向电力传送时的第1控制电路113的控制方法相同。
[0149]
图2示出正向电力传送时的第1输入电压e1与从第1供电装置101向第2供电装置104的传送电力p的关系。在图2中,将第1输出电压e2设为350[v]的恒定值。传送电力p例如能够根据第2检测单元x2的第2检测信号125来计算。
[0150]
从图2可知,当使第1输入电压e1在350[v]至460[v]的110[v]的范围变化时,传送电力p从0变化至6[kw]。即,根据无线供电装置100,控制第1输入电压e1与第1输出电压e2的第1电压差,从而能够控制传送电力p。
[0151]
例如,即使在第2共振电容器c2的静电电容存在偏差的情况下,通过使第1输入电压e1变化,从而也能够将传送电力p从零稳定地控制至所期望的电力。此外,在图2中,将第1
输入电压e1的下限电压和第1输出电压e2设为相同的值,但无需相同。
[0152]
接着,参照图3,说明正向电力传送时的第1开关元件sw1的零电压开关动作。此外,反向电力传送时的第2开关元件sw2的零电压开关动作也与正向电力传送时的第1开关元件sw1同样地进行。
[0153]
在图3中,(a)是第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
的波形,(b)是流经第1开关元件sw1的电流i
sw1
的波形,(c)是第1共振电容器c1的两端电压v
r1
的波形,(d)是第1晶体管q1的驱动用栅极电压v
g1
的波形,(e)是第2晶体管q2的驱动用栅极电压v
g2
的波形。第1晶体管q1以及第2晶体管q2在驱动用栅极电压v
g1
、v
g2
为高电平时接通,在为低电平时截止。
[0154]
在第1开关元件sw1为截止的期间t
off
,在第1共振电容器c1的两端产生由第1传送线圈l1和第1共振电容器c1生成的第1共振电压。
[0155]
当第1共振电压探测电路111检测到第1共振电容器c1的两端电压v
r1
与零交叉的过零点t
z
时,第1同步电路112在与过零点t
z
同步的时刻t
zg
将第1晶体管q1的驱动用栅极电压v
g1
从低电平切换到高电平,使第1晶体管q1开启。
[0156]
在此,第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
根据负载(例如,第1电源e3)的状态,有时振幅变小而达不到零。另一方面,不论振幅的大小如何,第1共振电容器c1的两端电压v
r1
都与零交叉。因而,在本实施方式中,构成为第1共振电压探测电路111检测第1共振电容器c1的两端电压v
r1
的过零点t
z

[0157]
另外,也可以为了实现第1开关元件sw1的零电压开关动作,在时刻t0使第1晶体管q1开启。然而,时刻t0有时根据负载(例如,第1电源e3)的状态而定时发生偏离。因而,在本实施方式中,在比时刻t0靠后的时刻t
zg
使第1晶体管q1开启,从而具有些微的余量。
[0158]
接着,参照图4以及图5,说明正向电力传送时的无线供电装置100的动作模式(模式-1、模式-2、模式-3、模式-4)。
[0159]
在图4中,(a)是第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
的波形,(b)是流经第1开关元件sw1的电流i
sw1
的波形,(c)是流经第1传送线圈l1的电流i
l1
的波形,(d)是流经第2传送线圈l2的电流i
l2
的波形,(e)是第2开关元件sw2的两端电压v
sw2
的波形,(f)是流经第2开关元件sw2的电流i
sw2
的波形。
[0160]
图5是示意地示出将图4所示的时刻t0~t1间设为模式-1期间、将时刻t1~t2间设为模式-2期间、将时刻t2~t3间设为模式-3期间、将时刻t3~t4(=t0)间设为模式-4期间的情况下的各模式期间中的第1供电装置101以及第2供电装置104中流过的电流的图。
[0161]
此外,在图5中,在第1供电装置101中包括第1电容器c3,在第2供电装置104中包括第2电容器c4。另外,在图5中示出了流经第1传送线圈l1以及第2传送线圈l2的电流的双向的箭头如图4所示电流在正方向和负方向间变化。
[0162]
当在时刻t0(=t4),第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
达到零时,模式-1期间开始。在模式-1期间,第1开关元件sw1的第1二极管d1自动地导通,第1开关元件sw1成为接通状态。之后,通过零电压开关动作而第1晶体管q1开启。
[0163]
在第1开关元件sw1接通的期间(模式-1~模式-2期间),为第1输入电压e1被施加到第1传送线圈l1的状态,所以电流i
sw1
以及电流i
l1
从负电流缓慢地变化为正电流。当电流i
sw1
从负换向为正时,在第1二极管d1中流过的电流顺畅地流到第1晶体管q1,第1开关元件sw1的接通状态继续。此外,在第1晶体管q1的接通电阻比第1二极管d1低的情况下,在第1晶
体管q1开启以后,电流i
sw1
流经第1晶体管q1。
[0164]
在模式-1期间,第2开关元件sw2的两端电压v
sw2
描绘共振的弧,在缓慢地上升之后,缓慢地下降而达到零。在模式-1期间,第2开关元件sw2截止,所以不流过电流i
sw2
,电流i
l2
从正电流缓慢地变化为负电流,达到负的波峰。
[0165]
当在时刻t1,第2开关元件sw2的两端电压v
sw2
达到零时,模式-2期间开始。在模式-2期间,第2开关元件sw2的第2二极管d2自动地导通,第2开关元件sw2成为接通状态。在第2开关元件sw2接通的期间(模式-2~模式-3期间),为第1输出电压e2被施加到第2传送线圈l2的状态,所以电流i
sw2
以及电流i
l2
从负电流向零变化。
[0166]
当在经过了预定时间(例如,以使第1共振电压的过零点周期成为预定的范围内的方式在第1同步电路112中预先设定的时间)的时刻t2第1开关元件sw1的驱动用栅极电压v
g1
从高电平切换到低电平而第1晶体管q1截止时,模式-3期间开始。
[0167]
在模式-3期间,第1开关元件sw1截止,积蓄于第1传送线圈l1的电流流入到第1共振电容器c1,第1供电装置101成为共振状态。第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
描绘共振的弧,缓慢地上升。流经第1传送线圈l1的电流i
l1
为共振电流,在达到正的波峰之后,缓慢地减少。
[0168]
在模式-3期间,电流i
sw2
以及电流i
l2
从负电流向零变化。当在时刻t3电流i
sw2
成为零时,即当在第2二极管d2中流过的电流停止时,模式-3期间结束,模式-4期间开始。
[0169]
在模式-4期间,第2开关元件sw2(第2二极管d2)截止,积蓄于第2传送线圈l2的电流流入到第2共振电容器c2,第2供电装置104成为共振状态。第2开关元件sw2的两端电压v
sw2
描绘共振的弧,缓慢地上升。第2开关元件sw2截止,所以不流过电流i
sw2
,电流i
l2
在缓慢地上升之后,缓慢地下降。
[0170]
在模式-4期间,电流i
l1
从正电流缓慢地变化为负电流。第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
描绘共振的弧,在缓慢地上升之后,缓慢地下降。当在时刻t4,第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
达到零时,模式-4期间结束。
[0171]
如图4所示,流经第2传送线圈l2的电流i
l2
相对于流经第1传送线圈l1的电流i
l1
,具有与第1输入电压e1与第1输出电压e2的第1电压差相应的相位差即,无线供电装置100通过控制第1电压差,能够在流经第1开关元件sw1的电流i
sw1
与流经第2开关元件sw2的电流i
sw2
之间产生相位差,传送所期望的传送电力。
[0172]
从上述说明可知,在正向电力传送时,第1供电装置101以及第2供电装置104作为正激型转换器(forward converter)进行动作,且第2供电装置104进行半波整流动作。具有即使使第2供电装置104(受电侧供电装置)进行结构简单的半波整流动作,也能够发送与进行全波整流动作的通常的无线供电装置同等以上的传送电力这样的优点。这是基于以下的理由。即,在为全波整流的情况下,关于第2传送线圈l2与第2共振电容器c2的并联共振电路的共振电压,在正负任意的半波下,整流元件(二极管)都导通,被第1输出电压e2钳制,所以共振效果小,来自第1供电装置101的传送电力不增大。另一方面,在为半波整流的情况下,在整流元件(第2二极管d2)未导通的半波的期间能够得到共振效果,所以来自第1供电装置101的传送电力增大。
[0173]
此外,在上述说明中,将正向电力传送时的动作举为例子,但反向电力传送时的动作的情况也相同。即,无线供电装置100通过控制第2电压差,能够在电流i
sw1
与电流i
sw2
之间产生相位差,传送所期望的传送电力。另外,在反向电力传送时,第1供电装置101以及第2供
电装置104作为正激型转换器进行动作,且第1供电装置101进行半波整流动作。
[0174]
在本实施方式的无线供电装置100中,第1供电装置101由利用第1开关元件sw1进行动作的单开关型转换器构成,第2供电装置104由利用第2开关元件sw2进行动作的单开关型转换器构成。在为电动汽车用的情况下,第1开关元件sw1所使用的功率半导体元件要求90khz左右的高速开关性能、低损耗、高耐电压,所以比较昂贵。另外,对于功率半导体元件,通常需要冷却用的翅片,所以当搭载多个功率半导体元件时,需要还确保安装空间。进而,控制开关的定时的控制电路也在控制对象的开关元件的个数少的情况下控制变简单,除此之外,使用多个功率半导体的桥转换器式的无线供电装置为了避免构成支路的两个串联地连接的开关元件的同时接通所致的故障,需要精密的死区时间的控制。相对于此,本实施方式的无线供电装置100与桥转换器式的无线供电装置相比,能够实现装置的低成本化以及小型化。
[0175]
本实施方式的无线供电装置100为并联共振电路结构,所以在供电开始时以及供电中不需要特殊的操作,仅凭输入电压与输出电压的电压差的控制,就能够控制传送电力。
[0176]
本实施方式的无线供电装置100能够通过输入电压与输出电压的电压差的控制,补偿电路常数的偏差所致的传送电力的变动。即,本实施方式的无线供电装置100能够通过输入电压与输出电压的电压差的控制,补偿作为传送电力的变动的主要的原因的传送电力的相位差。因而,根据本实施方式的无线供电装置100,能够通过比较简易的控制来提高传送特性的稳定性。
[0177]
另外,本实施方式的无线供电装置100能够如上所述通过输入电压与输出电压的电压差的控制来补偿传送电力的相位差,所以在1次侧和2次侧这双方不需要检测送电侧的相位而与受电侧进行通信的单元和在受电侧进行相互相位偏移控制(使第1开关元件sw1的开关和第2开关元件sw2的开关具有预定的相位差的控制)的电路。由此,装置的结构被简化,不需要高速相位通信。
[0178]
例如,相互通信信号130不包含相位的信息,所以能够使速度比用于高速相位通信的信号低。因而,根据本实施方式的无线供电装置100,能够实现由于不需要高速相位通信而带来的相互连接性的提高。
[0179]
[第2实施方式]
[0180]
图6示出本发明的第2实施方式的无线供电装置200。在无线供电装置200中,第1供电装置201、第1控制部210的第1控制电路213、第2供电装置204以及第2控制部220的第2控制电路223与第1实施方式不同,其它结构与第1实施方式相同。
[0181]
第1供电装置201是对第1实施方式的第1供电装置101追加了包括第1切换用电容器c1’
以及第1切换用开关s1的串联电路而得到的。上述串联电路与第1共振电容器c1并联连接。第1切换用开关s1例如包括半导体开关或者继电器。
[0182]
第1切换用开关s1在第1控制电路213的控制下,切换接通和截止。在第1切换用开关s1为接通时为第1切换用电容器c1’
与第1共振电容器c1并联连接的状态,在第1切换用开关s1为截止时为第1切换用电容器c1’
从第1共振电容器c1电切离的状态。
[0183]
第1控制电路213是对第1实施方式的第1控制电路113追加了切换第1切换用开关s1的接通及截止的功能而得到的。第1控制电路213例如包括第1切换用开关s1的驱动电路。
[0184]
第2供电装置204是对第1实施方式的第2供电装置104追加有包括第2切换用电容
器c2’
以及第2切换用开关s2的串联电路而得到的。上述串联电路与第2共振电容器c2并联连接。第2切换用开关s2例如包括半导体开关或者继电器。
[0185]
第2切换用开关s2在第2控制电路223的控制下切换接通和截止。在第2切换用开关s2为接通时为第2切换用电容器c2’
与第2共振电容器c2并联连接的状态,在第2切换用开关s2为截止时为第2切换用电容器c2’
从第2共振电容器c2电切离的状态。
[0186]
第2控制电路223是对第1实施方式的第2控制电路123追加了切换第2切换用开关s2的接通及截止的功能而得到的。第2控制电路223例如包括第2切换用开关s2的驱动电路。
[0187]
在为正向电力传送的情况下,第1控制电路213根据第1控制指示114,或者根据相互通信信号130所包含的充电开始通知,使第1切换用开关s1截止。另一方面,第2控制电路223根据相互通信信号130所包含的充电开始通知,或者根据第2控制指示124,使第2切换用开关s2接通。即,将供电侧的共振频率设定成比受电侧的共振频率高。由此,第2供电装置204中的共振电路的常数发生变化。在第1切换用开关s1截止,第2切换用开关s2接通之后,第1控制电路213开始第1电压差控制。
[0188]
在为反向电力传送的情况下,第2控制电路223根据第2控制指示124,或者根据相互通信信号130所包含的放电开始通知,使第2切换用开关s2截止。另一方面,第1控制电路213根据相互通信信号130所包含的放电开始通知,或者根据第1控制指示114,使第1切换用开关s1接通。即,将供电侧的共振频率设定成比受电侧的共振频率高。由此,第1供电装置201中的共振电路的常数发生变化。在第1切换用开关s1接通、第2切换用开关s2截止之后,第2控制电路223开始第2电压差控制。
[0189]
图7示出正向电力传送时的第1输入电压e1与从第1供电装置201向第2供电装置204的传送电力p的关系。为了进行比较,图7还示出图2所示的第1实施方式中的第1输入电压e1与传送电力p的关系。第1输出电压e2与第1实施方式同样地设为350[v]的恒定值。
[0190]
在图7中,将第1共振电容器c1与第2共振电容器c2的静电电容比设为1:1,且将第2共振电容器c2与第2切换用电容器c2’
的静电电容比设为5:1。例如,第1供电装置201中的共振电容器的静电电容为0.15[μf],第2供电装置204中的共振电容器的静电电容为0.18[μf]。此外,在第1实施方式中,第1供电装置101以及第2供电装置104中的共振电容器的静电电容都为0.15[μf]。
[0191]
从图7可知,在第2实施方式中,当使第1输入电压e1在310[v]至380[v]的70[v]的范围变化时,传送电力p从0变化至6[kw]。即,根据第2实施方式的无线供电装置200,能够用比第1实施方式小的电压差控制输出电力(传送电力p)。另外,根据无线供电装置200,能够使为了得到所期望的输出电力所需的电压(第1输入电压e1)比第1实施方式低。
[0192]
作为变形例,第1供电装置201也可以除了具备包括第1切换用电容器c1’
以及第1切换用开关s1的串联电路之外,还具备包括第3切换用电容器以及第3切换用开关的并联电路,或者不具备上述串联电路而具备包括第3切换用电容器以及第3切换用开关的并联电路。上述并联电路与第1共振电容器c1串联连接。第3切换用开关在第1控制电路213的控制下,在正向电力传送时截止,在反向电力传送时接通。
[0193]
第2供电装置204也可以除了具备包括第2切换用电容器c2’
以及第2切换用开关s2的串联电路之外,还具备包括第4切换用电容器以及第4切换用开关的并联电路,或者不具备上述串联电路而具备包括第4切换用电容器以及第4切换用开关的并联电路。上述并联电
路与第2共振电容器c2串联连接。第4切换用开关在第2控制电路223的控制下,在正向电力传送时接通,在反向电力传送时截止。
[0194]
另外,能够使切换用电容器的静电电容比第1共振电容器c1或者第2共振电容器c2的静电电容大。例如,将第1共振电容器c1与第2共振电容器c2的静电电容比设为1:1,第1共振电容器c1与第1切换用电容器c1’
的静电电容比以及第2共振电容器c2与第2切换用电容器c2’
的静电电容比设为1:5。在第1共振电容器c1以及第2共振电容器c2的静电电容为0.18[μf]的情况下,第1切换用电容器c1’
以及第2切换用电容器c2’
的静电电容为0.9[μf]。
[0195]
其结果,根据本实施方式的无线供电装置200,通过使受电侧的共振电容器的静电电容比送电侧的共振电容器的静电电容相对增加,在送电侧和受电侧对共振电路的常数赋予差,能够用比第1实施方式小的电压差控制输出电力。此外,在本实施方式中,将共振线圈常数设定恒定,利用切换用电容器对共振电容器常数赋予差,但也可以构成为将共振电容器常数设定恒定,对共振线圈常数赋予差。
[0196]
[第3实施方式]
[0197]
图8示出本发明的第3实施方式的无线供电装置300。无线供电装置300仅进行从1次侧向2次侧的电力传送(正向电力传送),不进行从2次侧向1次侧的电力传送(反向电力传送)。
[0198]
在无线供电装置300中,第1直流电压变换部303、第2供电装置304、第2直流电压变换部306以及第2控制部320与第1实施方式不同,其它结构与第1实施方式相同。
[0199]
第1直流电压变换部303由单方向dc/dc转换器构成。第1直流电压变换部303仅进行使从第1电源e3输入的直流电压升压或者降压而输出到第1滤波器电路102的单方向电压变换动作。
[0200]
第2供电装置304具备第2传送线圈l2、第2共振电容器c2以及第3二极管d3。第2共振电容器c2的一端连接于第2传送线圈l2的一端,另一端连接于第2传送线圈l2的另一端。第3二极管d3的阳极连接于第2滤波器电路105的低电位侧,阴极连接于第2共振电容器c2的另一端。即,第2供电装置304代替第1实施方式的第1开关元件sw1,而具备第3二极管d3。
[0201]
第2直流电压变换部306由单方向dc/dc转换器构成。第2直流电压变换部306仅进行使从第2滤波器电路105输入的直流电压升压或者降压而输出到第2电源e4的单方向电压变换动作。
[0202]
第2控制部320具备第2控制电路323,另一方面,不具备第1实施方式的第2共振电压探测电路121以及第2同步电路122。第2控制电路323输出第2控制信号326而控制第2直流电压变换部306。该控制不是如第1以及第2实施方式那样的输入电压与输出电压的电压差的控制,而是用于对第2电源e4供给所期望的电力的受电控制。第2直流电压变换部306如果无需将输入电压e2变换为向第2电源e4的输入电压,则能够省略。
[0203]
本实施方式的第2供电装置304以及第2滤波器电路105能够变更为图9所示的第2供电装置304’以及第2滤波器电路105’。即,第3二极管d3也可以阳极连接于第2共振电容器c2的一端,阴极连接于第2滤波器电路105’的高电位侧。在该情况下,也可以对第2滤波器电路105’追加扼流线圈的回流用二极管。另外,第2电容器c4也可以设置于第2线圈l4的后级。在图9中,省略第2直流电压变换部306。
[0204]
[第4实施方式]
[0205]
图10示出本发明的第4实施方式的无线供电装置400。无线供电装置400具备与第1直流电源402连接的第1供电装置401、与第2直流电源403连接的第2供电装置404以及控制部430,在第1直流电源402与第2直流电源403之间进行电力的交换。
[0206]
第1直流电源402具备第1电池e1、与第1滤波器电路102相当的第1电容器c3以及第1线圈l3。第1电池e1例如为设置于家庭的蓄电池。另外,第1电池e1也可以为第1实施方式的第1直流电压变换部103以及第1电源e3。第1电容器c3的一端经由第1线圈l3连接于第1电池e1的高电位侧,另一端连接于第1电池e1的低电位侧。
[0207]
第2直流电源403具备第2电池e2、与第2滤波器电路105相当的第2电容器c4以及第2线圈l4。第2电池e2例如为搭载于电动车的蓄电池。另外,第2电池e2也可以为第1实施方式的第2直流电压变换部106以及第2电源e4。第2电容器c4的一端经由第2线圈l4连接于第2电池e2的高电位侧,另一端连接于第2电池e2的低电位侧。
[0208]
第1供电装置401为具备第1传送线圈l1、由igbt构成的第1开关元件sw1以及第1共振电容器c1的单开关型转换器。即,第1供电装置401为与第1实施方式的第1供电装置101同样的结构。第1传送线圈l1的一端经由第1线圈l3连接于第1电池e1的高电位侧,另一端经由第1开关元件sw1的电流路连接于第1电池e1的低电位侧。第1共振电容器c1与第1传送线圈l1以及第1开关元件sw1中的至少一方(在本实施方式中,第1传送线圈l1)并联连接。
[0209]
第2供电装置404为具备第2传送线圈l2、由igbt构成的第2开关元件sw2以及第2共振电容器c2的单开关型转换器。即,第2供电装置404为与第1实施方式的第2供电装置104同样的结构。第2传送线圈l2的一端经由第2线圈l4连接于第2电池e2的高电位侧,另一端经由第2开关元件sw2的电流路连接于第2电池e2的低电位侧。第2共振电容器c2与第2传送线圈l2以及第2开关元件sw2中的至少一方(在本实施方式中,第2传送线圈l2)并联连接。
[0210]
第1传送线圈l1与第2传送线圈l2以0.5以下的耦合系数磁耦合。另外,关于第1开关元件sw1以及第2开关元件sw2,在本实施方式中,使用igbt,但也可以使用mosfet、双极型晶体管等具有自主关断功能的开关元件。
[0211]
控制部430具备第1开启控制电路(431、432)、第2开启控制电路(433、434)以及相互相位偏移控制电路(435~439)。
[0212]
第1开启控制电路具备第1共振电压探测电路431和第1同步电路432。第1共振电压探测电路431构成为通过测定第1传送线圈l1(第1共振电容器c1)的两端电压v
r1
,从而检测由第1传送线圈l1以及第1共振电容器c1产生的第1共振电压。第1同步电路432构成为以使第1开关元件sw1进行零电压开关动作的方式,与第1共振电压同步地控制第1开关元件sw1的开启。
[0213]
第2开启控制电路具备第2共振电压探测电路433和第2同步电路434。第2共振电压探测电路433构成为通过测定第2传送线圈l2(第2共振电容器c2)的两端电压v
r2
,从而检测由第2传送线圈l2以及第2共振电容器c2产生的第2共振电压。第2同步电路434构成为以使第2开关元件sw2进行零电压开关动作的方式,与第2共振电压同步地控制第2开关元件sw2的开启。
[0214]
相互相位偏移控制电路具备定时发送电路435、定时接收电路436、探测电路437、比较电路438以及关断相位差控制电路439。
[0215]
定时发送电路435构成为通过光或者电波来发送第1开关元件sw1的开关的定时信
号。定时接收电路436构成为接收从定时发送电路发送的定时信号。在本实施方式中,定时发送电路435包括发光二极管,定时接收电路436包括光电晶体管。
[0216]
探测电路437构成为检测流经第2供电装置404与第2直流电源403之间的电流,将与检测结果相应的信号(例如,电压信号)输出到比较电路438。
[0217]
比较电路438构成为以使第1传送线圈l1与第2传送线圈l2之间的传送电力成为预定的目标值的方式,输出相位差的控制指示值。比较电路438例如包括差动放大器,与传送电力的目标值相应的基准电压v
ref
被输入到差动放大器的反转输入端子,来自探测电路437的信号被输入到差动放大器的非反转输入端子。比较电路438将与两者的差分相应的信号作为相位差的控制指示值而输出到关断相位差控制电路439。
[0218]
关断相位差控制电路439根据定时接收电路436的输出以及比较电路438的输出,以使第1开关元件sw1的关断和第2开关元件sw2的关断具有预定的相位差的方式,将控制信号输出到第2同步电路434(相位偏移控制)。第2同步电路434根据该控制信号使第2开关元件sw2关断。
[0219]
接下来,参照图11,说明无线供电装置400的控制。在图11中,(a)是第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
的波形,(b)是流经第1开关元件sw1的电流i
sw1
的波形,(c)是第1传送线圈l1的两端电压v
r1
的波形,(d)是第1开关元件sw1的栅极电压v
g1
的波形,(e)是第2开关元件sw2的栅极电压v
g2
的波形,(f)是第2传送线圈l2的两端电压v
r2
的波形,(g)是流经第2开关元件sw2的电流i
sw2
的波形,(h)是第2开关元件sw2的两端电压v
sw2
的波形。
[0220]
在第1开关元件sw1为断开的期间t
off1
,第1传送线圈l1的两端电压v
r1
产生由第1传送线圈l1和第1共振电容器c1生成的第1共振电压。
[0221]
第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
描绘共振的弧,在缓慢地上升之后,缓慢地下降而达到零。当在时刻t1电压v
sw1
达到零时,构成第1开关元件sw1的第1反并联二极管d1自动地导通,第1开关元件sw1成为导通状态。
[0222]
当第1共振电压探测电路431检测到电压v
r1
与零交叉的过零点t0时,与第1共振电压探测电路431连接的第1同步电路432在与第1共振电压的过零点t0同步的时刻t2将第1开关元件sw1的栅极电压v
g1
从低电平切换到高电平而使构成第1开关元件sw1的第1晶体管q1导通。即,第1同步电路432以使第1开关元件sw1进行零电压开关动作的方式开启第1开关元件sw1。
[0223]
在此,第1开关元件sw1的两端电压v
sw1
根据负载(例如,第1直流电源402)的状态,有时振幅变小而达不到零,但不论振幅的大小如何,第1传送线圈l1的两端电压v
r1
的波形都与零交叉。因而,在本实施方式中,构成为第1共振电压探测电路431检测过零点t0。
[0224]
另外,为了实现第1开关元件sw1的零电压开关动作,也可以在时刻t1使第1开关元件sw1开启,但有时时刻t1由于负载的状态而定时发生偏离。因而,在本实施方式中,在比时刻t1靠后的时刻t2使第1开关元件sw1开启,从而具有些微的余量。
[0225]
在第1开关元件sw1导通的期间t
on1
,为第1电池e1的直流电压被施加到第1传送线圈l1的状态,所以流经第1开关元件sw1的电流i
sw1
直线性地增大。当电流i
sw1
从负换向为正时,在第1反并联二极管d1中流过的电流顺畅地流到第1晶体管q1,第1开关元件sw1的导通状态继续。
[0226]
第1同步电路432在经过了预先设定的时间t
on1
的时刻t6,使开关元件sw1的栅极电
压v
g1
从高电平切换到低电平,切断第1晶体管q1。由此,第1开关元件sw1关断,积蓄于第1传送线圈l1的电流流入到第1共振电容器c1而成为共振状态,振荡继续。
[0227]
在第2开关元件sw2为断开的期间t
off2
,第2传送线圈l2的两端电压v
r2
产生由第2传送线圈l2和第2共振电容器c2生成的第2共振电压。
[0228]
第2开关元件sw2的两端电压v
sw2
描绘共振的弧,在缓慢地上升之后,缓慢地下降而达到零。当在时刻t4电压v
sw2
达到零时,构成第2开关元件sw2的第2反并联二极管d2自动地导通,第2开关元件sw2成为导通状态。
[0229]
当第2共振电压探测电路433检测到电压v
r2
与零交叉的过零点t3时,与第2共振电压探测电路433连接的第2同步电路434在与第2共振电压的过零点t3同步的时刻t5将第2开关元件sw2的栅极电压v
g2
从低电平切换到高电平,使构成第2开关元件sw2的第2晶体管q2导通。即,第2同步电路434以使第2开关元件sw2进行零电压开关动作的方式开启第2开关元件sw2。
[0230]
在第2开关元件sw2导通的期间t
on2
,为第2电池e2的直流电压被施加到第2传送线圈l2的状态,所以流经第2开关元件sw2的电流i
sw2
直线性地增大。当电流i
sw2
从负换向为正时,在第2反并联二极管d2中流过的电流顺畅地流到第2晶体管q2,第2开关元件sw2的导通状态继续。
[0231]
当在时刻t6第1开关元件sw1的栅极电压v
g1
从高电平转到低电平而第1开关元件sw1关断时,定时信号从定时发送电路435发送到定时接收电路436。
[0232]
与定时接收电路436连接的关断相位差控制电路439在从时刻t6延迟相位偏移时间的时刻t7,以使第2同步电路434将第2开关元件sw2的栅极电压v
g2
从高电平切换到低电平而使第2开关元件sw2关断的方式,对第2同步电路434输出控制信号。当第2开关元件sw2关断时,积蓄于第2传送线圈l2的电流流入到第2共振电容器c2而成为共振状态,振荡继续。
[0233]
根据本实施方式,通过以上的动作,第1开关元件sw1以及第2开关元件sw2能够维持开关损耗小的零电压开关,并使第2开关元件sw2的关断的相位比第1开关元件sw1的关断的相位偏移时间(在相位角的情况下(t
o
:动作周期))。
[0234]
其结果,根据本实施方式的无线供电装置400,第1供电装置401由利用第1开关元件sw1进行动作的单开关型转换器构成,第2供电装置404由利用第2开关元件sw2进行动作的单开关型转换器构成。在为电动汽车用的情况下,第1开关元件sw1所使用的功率半导体元件要求90khz左右的高速开关性能、低损耗、高耐电压,所以比较昂贵。另外,对于功率半导体元件,通常需要冷却用的翅片,所以当搭载多个功率半导体元件时,还需要确保安装空间。进而,控制开关的定时的控制电路也在控制对象的开关元件的个数少的情况下控制变简单,除此之外,使用多个功率半导体的桥转换器式的双向供电装置为了避免构成支路的两个串联地连接的开关元件的同时接通所致的故障,需要精密的死区时间的控制。相对于此,本实施方式的无线供电装置400当与桥转换器式双向供电装置进行比较时,能够实现装置的低成本化以及小型化。
[0235]
除此之外,根据本实施方式的无线供电装置400,通过关断相位差控制电路439的相位偏移控制来补偿作为电路常数偏差所致的传送电力变动的主要的原因的第1供电装置401与第2供电装置404的传送电力的相位差,其结果是成为极小的变动,能够得到足够的量
产性、互换性。即,根据本实施方式,能够提高传送特性的稳定性。
[0236]
图12示出无线供电装置400中的相位差、传送电力以及动作频率的关系。实线为传送电力(左轴),虚线为动作频率(右轴)。从该图可知,根据本实施方式,能够在保持动作频率大致恒定的情况下,将传送电力从0控制至最大值(在图12中,4.8kw)。即,根据本实施方式,能够提高传送电力的控制性。
[0237]
另外,从图12可知,在进行相位偏移控制的相位范围中,能够双向地控制整个传送电力范围,相对于45度至315度的相位差而传送电力的变化缓慢,所以易于稳定地进行控制。特别是,如本实施方式那样,当为在探测到第1开关元件sw1的关断之后施加时间的延迟而使第2开关元件sw2关断的瞬时控制的情况下,0度附近、负的相位差的区域成为无法控制的区域,但如果为45度至315度,则能够稳定地控制整个区域(整个传送电力范围)。进而,根据在所期望的动作点稳定地进行控制的观点,优选在60度至300度的相位范围进行相位偏移控制。
[0238]
[第5实施方式]
[0239]
图13示出本发明的第5实施方式的无线供电装置500。无线供电装置500具备与第1直流电源402连接的第1供电装置401、与第2直流电源403连接的第2供电装置404以及控制部540,在第1直流电源402与第2直流电源403之间进行电力的交换。
[0240]
第1直流电源402、第1供电装置401、第2直流电源403以及第2供电装置404的结构与第4实施方式相同,所以在此省略说明。
[0241]
控制部540具备第1开启控制电路(431、432)、第2开启控制电路(433、434)以及相互相位偏移控制电路(541~544)。第1开启控制电路(431、432)以及第2开启控制电路(433、434)与第4实施方式相同。
[0242]
第1开启控制电路具备第1共振电压探测电路431和第1同步电路432。第1共振电压探测电路431构成为通过测定第1传送线圈l1的两端电压v
r1
,从而检测由第1传送线圈l1以及第1共振电容器c1产生的第1共振电压。第1同步电路432构成为以使第1开关元件sw1进行零电压开关动作的方式,与第1共振电压同步地控制第1开关元件sw1的开启,并且维持预先设定的预定的导通时间t
on1

[0243]
第2开启控制电路具备第2共振电压探测电路433和第2同步电路434。第2共振电压探测电路433构成为通过测定第2传送线圈l2的两端电压v
r2
,从而检测第2传送线圈l2以及第2共振电容器c2产生的第2共振电压。第2同步电路434构成为以使第2开关元件sw2进行零电压开关动作的方式,与第2共振电压同步地控制第2开关元件sw2的开启。
[0244]
相互相位偏移控制电路具备相位差检测器541、相位差指示器542、差动放大器543(相当于本发明的“反馈控制部”)以及导通时间可变部544。
[0245]
相位差检测器541构成为通过检测第1传送线圈l1与第2传送线圈l2之间的传送电力,从而间接地检测相位差。传送电力与相位差相关(参照图12),所以能够利用传送电力间接地检测相位差,进行控制。此外,也可以代替相位差检测器541,而使用构成为直接地检测相位差的相位差检测器。
[0246]
相位差指示器542构成为通过指示第1传送线圈l1与第2传送线圈l2之间的传送电力的目标值,从而间接地指示相位差的目标值。此外,也可以代替相位差指示器542,而使用构成为直接地指示相位差的目标值的相位差指示器。
[0247]
差动放大器543构成为将由相位差检测器541检测到的检测值与由相位差指示器542指示的目标值进行比较,进行相位差的反馈控制。在本实施方式中,检测值被输入到差动放大器543的非反转输入端子,目标值被输入到反转输入端子。差动放大器543将与两者的差分相应的信号作为相位差的控制指示值而输出到导通时间可变部544。
[0248]
导通时间可变部544根据从差动放大器543输入的信号来控制第2同步电路434,使第2开关元件sw2的导通时间变化。具体而言,导通时间可变部544以使第1开关元件sw1的关断和第2开关元件sw2的关断具有预定的相位差的方式,对第2同步电路434输出控制信号(相位偏移控制)。第2同步电路434根据该控制信号使第2开关元件sw2关断。
[0249]
图14示出无线供电装置500的动作原理图。无线供电装置500能够用第1运算部551、滤波器部552、第2运算部553、增益设定部554以及电压控制发报部555表示。
[0250]
第1运算部551表示相位差检测器541,计算根据传送电力而求出的第1供电装置401侧的相位φ1以及第2供电装置404侧的相位φ2的相位差δφ。也可以计算根据传送电力以外的参数而求出的第1供电装置401侧的相位φ1以及第2供电装置404侧的相位φ2的相位差δφ。滤波器部552、即传递函数f(s)表示相位差检测器541所包含的用于系统稳定化的低通滤波器。
[0251]
第2运算部553计算滤波器部552的输出与相位差指示δφ
r
的差分。第2运算部553表示差动放大器543,相位差指示δφ
r
表示从相位差指示器542输出的相位差的目标值。增益设定部554、即k的块表示集成有控制环整体的增益的模块。
[0252]
电压控制发报部555、即1/s的块表示集成有导通时间可变部544、第2同步电路434以及第2供电装置404的模块。由于第2开关元件sw2的导通时间发生变化而电压控制发报部555成为动作频率发生变化的电压控制发报器,所以对于动作相位作为积分器发挥作用。
[0253]
根据图14,第2供电装置404的相位φ2能够通过下式来表示。
[0254]
[式1]
[0255][0256]
从(1)式可知,无线供电装置500以稳定地使第2供电装置404侧的相位φ2与第1供电装置401侧的相位φ1的相位差δφ成为相位差指示δφ
r
(相位差的目标值)的方式进行动作。
[0257]
本实施方式的无线供电装置500不是如第4实施方式那样的瞬时控制,所以响应有延迟,但不需要第4实施方式的定时发送电路435以及定时接收电路436,所以成本低,抗扰乱噪声强。
[0258]
[第6实施方式]
[0259]
图15示出本发明的第6实施方式的无线供电装置600。无线供电装置600具备与第1直流电源402连接的第1供电装置401、与第2直流电源403连接的第2供电装置404以及控制部660,在第1直流电源402与第2直流电源403之间进行电力的交换。
[0260]
第1直流电源402、第1供电装置401、第2直流电源403以及第2供电装置404的结构与第5实施方式相同,所以在此省略说明。
[0261]
控制部660具备第1开启控制电路(431、432)、第2开启控制电路(433、434)以及相互相位偏移控制电路(541~543、661~663)。第1开启控制电路(431、432)以及第2开启控制
电路(433、434)的结构与第5实施方式相同。
[0262]
相互相位偏移控制电路具备相位差检测器541、相位差指示器542、差动放大器543、共振电流探测元件661、共振电流探测电路662以及导通时间可变部663。相位差检测器541、相位差指示器542以及差动放大器543的结构与第5实施方式相同。
[0263]
共振电流探测元件661以及共振电流探测电路662相当于本发明的“共振电流探测器”。共振电流探测元件661检测流经第2传送线圈l2的电流,将检测结果输出到共振电流探测电路662。共振电流探测电路662根据共振电流探测元件661的检测结果来检测流经第2传送线圈l2的电流的过零点,将检测结果(过零点信号)输出到导通时间可变部663。
[0264]
至少在第2开关元件sw2导通的期间,流经第2传送线圈l2的电流与流经第2开关元件sw2的电流i
sw2
相等。因此,检测流经第2传送线圈l2的电流的过零点与检测第2开关元件sw2的电流i
sw2
的过零点相同。
[0265]
在第2开关元件sw2中,当电流i
sw2
达到过零点时,第2反并联二极管d2关断,在第2反并联二极管d2中流过的电流流到第2晶体管q2。即,电流i
sw2
的过零点为第2反并联二极管d2关断的定时。此外,第2反并联二极管d2为第2晶体管q2的内置(寄生)二极管或者与第2晶体管q2独立的二极管。
[0266]
导通时间可变部663构成为控制第2反并联二极管d2关断之后的第2晶体管q2的接通时间。过零点信号从共振电流探测电路662被输入到导通时间可变部663,并且从差动放大器543输入与相位差的控制指示值(更详细而言,与相位差相关的传送电力的控制指示值)有关的信号。控制指示值为用于使由相位差检测器541检测到的检测值与由相位差指示器542指示的目标值接近的(用于反馈控制的)指示值。
[0267]
导通时间可变部663根据这些信号计算第2反并联二极管d2关断之后的第2晶体管q2的接通时间。另外,导通时间可变部663生成用于在经过了该接通时间的时间点使第2晶体管q2关断的定时信号。定时信号被输出到第2同步电路434。
[0268]
第2同步电路434根据定时信号使第2晶体管q2关断。由此,执行第1开关元件sw1的关断和第2开关元件sw2的关断具有预定的相位差的相位偏移控制。
[0269]
图16示出无线供电装置600的各部分的时序图。在图16中,(a)~(h)的各波形表示与图11同样的信号,(i)的波形为用于控制第2晶体管q2的接通时间的定时信号t
mos
的波形。
[0270]
当在时刻t4电压v
sw2
达到零时,第2开关元件sw2的第2反并联二极管d2开启,第2开关元件sw2成为导通状态。在第2开关元件sw2导通的期间t
on2
,第2开关元件sw2的电流i
sw2
直线性地增大。
[0271]
当在时刻t5’
电流i
sw2
达到零时,第2反并联二极管d2关断,在第2反并联二极管d2中流过的电流流到第2晶体管q2。在控制部660中共振电流探测电路662对导通时间可变部663输出过零点信号。
[0272]
导通时间可变部663根据过零点信号和与从差动放大器543输入的控制指示值有关的信号,计算第2反并联二极管d2关断之后的第2晶体管q2的接通时间t,生成与接通时间t有关的定时信号t
mos
。导通时间可变部663将所生成的定时信号t
mos
输出到第2同步电路434。
[0273]
第2同步电路434在时刻t7定时信号t
mos
从高电平切换到低电平的定时将第2晶体管q2的栅极电压v
g2
从高电平切换到低电平,使第2晶体管q2关断。以后的控制与图11相同。
[0274]
本实施方式的无线供电装置600与第5实施方式同样地,不需要定时发送电路435
以及定时接收电路436,所以成本低,抗扰乱噪声强。
[0275]
进而,本实施方式的无线供电装置600控制第2反并联二极管d2关断之后的第2晶体管q2的接通时间,所以与控制第2开关元件sw2的接通时间(导通时间)的通常的方法相比,能够稳定地控制第2供电装置404。
[0276]
在控制第2开关元件sw2的接通时间的方法中,控制第2反并联二极管d2的接通时间与第2晶体管q2的接通时间之和。在该情况下,针对某一个和,存在第2反并联二极管d2的接通时间与第2晶体管q2的接通时间的多个组合,所以无法唯一地决定第2晶体管q2的接通时间。
[0277]
例如,导通时间可变部663计算第2开关元件sw2的接通时间,在即使第2开关元件sw2依照该接通时间关断,第2晶体管q2的接通时间仍脱离合适范围的情况下,第2供电装置404的动作变得不稳定。当第2供电装置404的动作变得不稳定时,第1供电装置401与第2供电装置404的相位差变得不稳定,在第2开关元件sw2产生过大的电压,或者流过过大的电流。
[0278]
另一方面,在本实施方式中,导通时间可变部663计算第2反并联二极管d2关断之后的第2晶体管q2的接通时间t,所以能够唯一地决定接通时间t。因而,在本实施方式中,能够使第2晶体管q2的接通时间t收敛于与相位差的目标值(传送电力的目标值)相应的合适范围,能够稳定地控制第2供电装置404。
[0279]
[变形例]
[0280]
以上,说明了本发明的无线供电装置的实施方式,但本发明并不限定于上述实施方式。
[0281]
在第1~第3实施方式中,能够省略第1滤波器电路102以及第2滤波器电路105。但是,通过设置第1滤波器电路102以及第2滤波器电路105,能够实现输入电压以及输出电压的稳定化。另外,第1直流电压变换部103、303也可以构成为与构成第1电源e3的双向ac/dc转换器成为一体。
[0282]
在第1以及第2实施方式中,能够省略第2直流电压变换部106,或者由单方向dc/dc转换器构成第2直流电压变换部106。在这些情况下,第1控制电路113、213也可以在正向电力传送时进行与第1以及第2实施方式同样的控制,在反向电力传送时控制第1直流电压变换部103而使第2输出电压e1变化(使第2输出电压e1比第2输入电压e2下降或者上升),从而控制第2电压差。
[0283]
在第1~第3实施方式中,也可以在正向电力传送时,在容许周期范围内控制第1开关元件sw1的接通时间。另外,在第1以及第2实施方式中,还可以在反向电力传送时在容许周期范围内控制第2开关元件sw2的接通时间。在输入电压的控制范围被限制,无法使输出电力的电力值与预定的目标电力值一致的情况等下,不改变输入电压,而在容许周期范围内变更送电侧的开关元件的接通时间,从而能够使输出电力的电力值与预定的目标电力值一致。此外,容许周期范围例如能够根据按照国际标准等决定的基准频段而适当地设定。另外,接通时间的变更也可以包含作为停止状态的占空比0%。
[0284]
例如,当在正向电力传送时第1输出电压e2的电压值低,即使将第1直流电压变换部103的输出(第1输入电压e1)下调至控制范围的下限也无法得到所期望的输出电力的情况下,输出比目标电力值大的输出电力。在该情况下,通过使第1开关元件sw1的接通时间在
容许周期范围内比当初的设定值短,能够使在第1传送线圈l1中流过的电流i
l1
减少。其结果,在第2传送线圈l2中流过的电流i
l2
减少,传送电力下降,所以能够得到所期望的输出电力。
[0285]
在第1~第3实施方式中,在第1传送线圈l1与第2传送线圈l2的距离比规定距离(例如,45[mm])短的情况下,也可以限制电力传送。通过限制电力传送,能够避免由于第1传送线圈l1与第2传送线圈l2过于接近而产生的不稳定的动作(换言之,由于漏电感消失、不产生共振电压而产生的不稳定的动作)。
[0286]
在限制电力传送的情况下,既可以检测由于第1传送线圈l1与第2传送线圈l2过于接近而产生的不稳定的动作,也可以包括用于测定第1传送线圈l1与第2传送线圈l2的距离的距离测定单元(例如,设置于1次侧以及2次侧的距离测定用线圈)。另外,也可以在第1控制指示114以及/或者第2控制指示124中包含与第1传送线圈l1与第2传送线圈l2的距离有关的信息。
[0287]
例如,当在正向电力传送时,第1传送线圈l1与第2传送线圈l2的距离比规定距离短的情况下,如果即使将第1输入电压e1下调至控制范围的下限也无法得到所期望的输出电力,则第1控制电路113、213使第1直流电压变换部103的控制停止,使电力传送停止即可。另外,第1控制电路113、213也可以代替电力传送停止,而使第1开关元件sw1的接通时间在容许周期范围内比预定值短。由此,传送电力下降,所以能够得到所期望的输出电力。
[0288]
在第4实施方式中,也可以省略定时发送电路435以及定时接收电路436。也可以代替定时发送电路435以及定时接收电路436,而使用通过以磁场或者电场的方式非接触地探测第1传送线圈l1的电压的变化的探测元件。上述探测元件为了难以受到噪声的影响,优选设置于在第2传送线圈l2的中央部没有绕组的部位。
[0289]
在第4实施方式中,将第1开关元件sw1的导通时间t
on1
设为固定值,但也可以代替其,而设置第1开关元件sw1的导通时间控制电路,由导通时间控制电路以使第1供电装置401的动作频率成为预定的值的方式控制第1开关元件sw1的导通时间。
[0290]
在第4以及第5实施方式中,以使第1开关元件sw1的关断和第2开关元件sw2的关断具有预定的相位差的方式进行控制,但也可以以使第1开关元件sw1的开启和第2开关元件sw2的开启具有预定的相位差的方式进行控制。即,能够构成为以使第1开关元件sw1的开关和第2开关元件sw2的开关具有预定的相位差的方式进行控制。但是,在开启的定时,需要以使第1以及第2开关元件sw1、sw2分别进行零电压开关动作的方式控制相位差,相对于此,在关断的定时,没有这样的制约,相应地,相位差的控制的自由度高。因而,根据传送所期望的电力的观点,优选以使第1开关元件sw1的关断和第2开关元件sw2的关断具有预定的相位差的方式进行控制。
[0291]
控制部430具备用于进行从第1供电装置401向第2供电装置404的电力传送的相互相位偏移控制电路(435~439),但也可以还具备用于进行从第2供电装置404向第1供电装置401的电力传送的相互相位偏移控制电路。
[0292]
同样地,控制部540以及控制部660也可以还具备用于进行从第2供电装置404向第1供电装置401的电力传送的相互相位偏移控制电路。
[0293]
另外,第4~第6实施方式的无线供电装置400~600作为在第1供电装置401与第2供电装置404之间进行双向的电力传送的双向无线供电装置而构成,但能够用作在第1供电
装置401与第2供电装置404之间进行单方向的电力传送的单方向无线供电装置。

技术特征:
1.一种无线供电装置,其特征在于,具备:第1供电装置,具备第1传送线圈、包括与所述第1传送线圈串联连接的第1晶体管以及与所述第1晶体管反并联连接的第1二极管的第1开关元件以及与所述第1传送线圈以及所述第1开关元件中的至少一方并联连接的第1共振电容器;第2供电装置,具备第2传送线圈、包括与所述第2传送线圈串联连接的第2晶体管以及与所述第2晶体管反并联连接的第2二极管的第2开关元件以及与所述第2传送线圈以及所述第2开关元件中的至少一方并联连接的第2共振电容器;第1开关控制电路,控制所述第1开关元件的关断,并且以使所述第1开关元件进行零电压开关动作的方式与所述第1供电装置中的共振电压同步地控制所述第1开关元件的开启;第2开关控制电路,控制所述第2开关元件的关断,并且以使所述第2开关元件进行零电压开关动作的方式与所述第2供电装置中的共振电压同步地控制所述第2开关元件的开启;以及电压控制电路,在从所述第1供电装置向所述第2供电装置的正向电力传送时,控制输入到所述第1供电装置的第1输入电压与从所述第2供电装置输出的第1输出电压的第1电压差,在从所述第2供电装置向所述第1供电装置的反向电力传送时,控制输入到所述第2供电装置的第2输入电压与从所述第1供电装置输出的第2输出电压的第2电压差,所述第2开关控制电路在所述正向电力传送时,使所述第2晶体管截止而利用所述第2二极管进行整流,所述第1开关控制电路在所述反向电力传送时,使所述第1晶体管截止而利用所述第1二极管进行整流。2.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,具备:第1直流电压变换部,输出所述第1输入电压,被输入所述第2输出电压;以及第2直流电压变换部,被输入所述第1输出电压,输出所述第2输入电压,所述电压控制电路在所述正向电力传送时控制所述第1直流电压变换部使所述第1输入电压变化,从而控制所述第1电压差,所述电压控制电路在所述反向电力传送时控制所述第2直流电压变换部使所述第2输入电压变化,从而控制所述第2电压差。3.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,在所述正向电力传送时,所述第1供电装置以及所述第2供电装置作为正激型转换器进行动作,且所述第2供电装置进行半波整流动作。4.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,所述无线供电装置具备第1直流电压变换部,该第1直流电压变换部在所述正向电力传送时输出所述第1输入电压,在所述反向电力传送时被输入所述第2输出电压,所述电压控制电路在所述正向电力传送时控制所述第1直流电压变换部使所述第1输入电压变化,从而控制所述第1电压差,所述电压控制电路在所述反向电力传送时控制所述第1直流电压变换部使所述第2输出电压变化,从而控制所述第2电压差。5.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,所述电压控制电路具备控制所述第1电压差的第1控制电路以及控制所述第2电压差的第2控制电路,
所述第2控制电路在所述正向电力传送时将所述第2供电装置的输出电力值、所述第2供电装置的输出电压值以及所述输出电力值或者所述第2供电装置的输出电流值以及所述输出电压值通知给所述第1控制电路,所述第1控制电路在所述反向电力传送时将所述第1供电装置的输出电力值、所述第1供电装置的输出电压值以及所述输出电力值或者所述第1供电装置的输出电流值以及所述输出电压值通知给所述第2控制电路。6.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,所述电压控制电路在所述正向电力传送时在容许周期范围内控制所述第1开关元件的接通时间、以及/或者在所述反向电力传送时在容许周期范围内控制所述第2开关元件的接通时间。7.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,在所述第1传送线圈与所述第2传送线圈的距离比规定距离短的情况下,所述电压控制电路限制所述第1供电装置与所述第2供电装置之间的电力传送。8.根据权利要求1所述的无线供电装置,其特征在于,所述第1供电装置的共振电路的常数与所述第2供电装置的共振电路的常数互不相同。9.根据权利要求8所述的无线供电装置,其特征在于,所述第1供电装置具备第1切换用电容器和第1切换用开关,该第1切换用开关在接通时将所述第1切换用电容器与所述第1共振电容器并联连接或者串联连接,在截止时将所述第1切换用电容器从所述第1共振电容器电切离,所述第2供电装置具备第2切换用电容器和第2切换用开关,该第2切换用开关在接通时将所述第2切换用电容器与所述第2共振电容器并联连接或者串联连接,在截止时将所述第2切换用电容器从所述第2共振电容器电切离。10.一种无线供电装置,其特征在于,具备:第1供电装置,具备第1传送线圈、与所述第1传送线圈串联连接的第1开关元件以及与所述第1传送线圈以及所述第1开关元件中的至少一方并联连接的第1共振电容器;第2供电装置,具备第2传送线圈、与所述第2传送线圈串联连接的二极管以及与所述第2传送线圈并联连接的第2共振电容器;第1开关控制电路,控制所述第1开关元件的关断,并且以使所述第1开关元件进行零电压开关动作的方式与所述第1供电装置中的共振电压同步地控制所述第1开关元件的开启;以及电压控制电路,在从所述第1供电装置向所述第2供电装置的电力传送时,控制输入到所述第1供电装置的输入电压与从所述第2供电装置输出的输出电压的电压差。11.一种无线供电装置,其特征在于,具备:第1供电装置,与第1直流电源连接;第2供电装置,与第2直流电源连接;以及控制部,控制所述第1供电装置以及所述第2供电装置,所述无线供电装置在所述第1供电装置与所述第2供电装置之间进行电力的传送,其中,所述第1供电装置具备:
第1传送线圈;第1开关元件,与所述第1传送线圈串联连接;以及第1共振电容器,与所述第1传送线圈以及所述第1开关元件中的至少一方并联连接,所述第2供电装置具备:第2传送线圈;第2开关元件,与所述第2传送线圈串联连接;以及第2共振电容器,与所述第2传送线圈以及所述第2开关元件中的至少一方并联连接,所述控制部具备:第1开启控制电路,以使所述第1开关元件进行零电压开关动作的方式,与由所述第1传送线圈以及所述第1共振电容器产生的共振电压同步地控制所述第1开关元件的开启;第2开启控制电路,以使所述第2开关元件进行零电压开关动作的方式,与由所述第2传送线圈以及所述第2共振电容器产生的共振电压同步地控制所述第2开关元件的开启;以及相互相位偏移控制电路,以使所述第1开关元件的开关和所述第2开关元件的开关具有预定的相位差的方式进行控制。12.根据权利要求11所述的无线供电装置,其特征在于,所述相互相位偏移控制电路以使所述第1开关元件的关断和所述第2开关元件的关断具有所述相位差的方式进行控制。13.根据权利要求12所述的无线供电装置,其特征在于,所述相位差为45度~315度。14.根据权利要求12所述的无线供电装置,其特征在于,所述相互相位偏移控制电路具备:相位差检测器,直接地或者间接地探测所述相位差;相位差指示器,直接地或者间接地指示所述相位差的目标值;反馈控制部,将所述相位差检测器的检测值与所述相位差指示器的所述目标值进行比较来进行所述相位差的反馈控制;以及导通时间可变部,根据所述反馈控制部的输出使所述第2开关元件的导通时间变化。15.根据权利要求14所述的无线供电装置,其特征在于,所述相位差检测器通过检测传送电力,间接地检测所述相位差,所述相位指示器通过指示传送电力,间接地指示所述目标值。16.根据权利要求11所述的无线供电装置,其特征在于,所述相互相位偏移控制电路具备探测元件,该探测元件通过以磁场或者电场的方式非接触地探测所述第1传送线圈的电压的变化。17.根据权利要求11所述的无线供电装置,其特征在于,所述相互相位偏移控制电路具备导通时间控制电路,该导通时间控制电路以使所述第1供电装置的动作频率成为预定的值的方式控制所述第1开关元件的导通时间。18.根据权利要求11所述的无线供电装置,其特征在于,所述相互相位偏移控制电路以使所述第1传送线圈与所述第2传送线圈之间的传送电力成为预定的值的方式控制所述相位差。19.根据权利要求11所述的无线供电装置,其特征在于,
所述相互相位偏移控制电路具备通过光或者电波来发送所述第1开关元件的开关的定时的定时发送电路和接收从所述定时发送电路发送的光或者电波的定时接收电路。20.根据权利要求12所述的无线供电装置,其特征在于,所述第2开关元件包括晶体管和与所述晶体管反并联连接的反并联二极管,所述相互相位偏移控制电路具备:相位差检测器,直接地或者间接地探测所述相位差;相位差指示器,直接地或者间接地指示所述相位差的目标值;反馈控制部,将所述相位差检测器的检测值与所述相位差指示器的所述目标值进行比较来进行所述相位差的反馈控制;共振电流探测器,检测流经所述第2传送线圈的电流的过零点;以及导通时间可变部,根据所述共振电流探测器的检测结果以及所述反馈控制部的输出,控制所述反并联二极管关断之后的所述晶体管的接通时间。
技术总结
无线供电装置(100)的特征在于,具备:第1供电装置(101);第2供电装置(104);电压控制电路(113、123),在正向电力传送时控制第1输入电压(E1)与第1输出电压(E2)的第1电压差,在反向电力传送时控制第2输入电压(E2)与第2输出电压(E1)的第2电压差;第2开关控制电路(121、122),在正向电力传送时使第2晶体管(Q2)截止而利用第2二极管(D2)进行整流;以及第1开关控制电路(111、112),在反向电力传送时使第1晶体管(Q1)截止而利用第1二极管(D1)进行整流。)进行整流。)进行整流。


技术研发人员:大森英树 津野真仁 山口雅史
受保护的技术使用者:学校法人常翔学园
技术研发日:2019.11.01
技术公布日:2021/6/29

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